ad信噪比分析及高分辨率
AD转换器的主要指标
AD转换器的主要指标AD的主要指标如下： （1）分辨率（Resolution）。
指数字量变化⼀个最⼩量时模拟信号的变化量，定义为满刻度与2n的⽐值。
分辨率⼜称精度，通常以数字信号的位数来表⽰。
定义满刻度于2^n的⽐值（n为AD器件位数）。
对于5V满刻度，采⽤8位的AD时，分辨率为5V／256=0.01953V=19.53mv；当采⽤12位的AD时，分辨率则为5V／4096=0.00122V=0.122mv。
位数越多，分辨率就越⾼ （2）转换速率（Conversion ）。
是指完成⼀次从模拟转换到数字的AD转换所需的时间的倒数。
积分型AD的转换时间是毫秒级属低速AD，逐次⽐较型AD是微秒级属中速AD，全并⾏／串并⾏型AD可达到纳秒级。
采样时间则是另外⼀个概念，是指两次转换的间隔。
为了保证转换的正确完成，采样速率（ Rate）必须⼩于或等于转换速率。
因此习惯上将转换速率在数值上等同于采样速率也是可以接受的。
常⽤单位是Ksps和Msps，表⽰每秒采样千／百万次（Kilo ／ Million Per Second）。
（3）量化误差（Quantizing ）。
由于AD的有限分辨率⽽引起的误差，即有限分辨率AD的阶梯状转移特性曲线与⽆限分辨率AD（理想AD）的转移特性曲线（直线）之间的最⼤偏差。
通常是1个或半个最⼩数字量的模拟变化量，表⽰为1LSB、1／2LSB。
（4）偏移误差（Offset Error）。
输⼈信号为雷时输出信号不为零的值，可外接调⾄最⼩。
（5）满刻度误差（Full Scale Error）。
满刻度输出时对应的输⼈信号与理想输⼈信号值之差。
（6）线性度（Lineafity）。
实际转换器的转移函数与理想直线的最⼤偏移，不包括以上3种误差。
AD的其他指标还有绝对精度（Absolute Accuracy）、相对精度（Relative Accuracy）、微分⾮线性、单调性和⽆错码、总谐波失真（THD， Harmonic Distotortion）和积分⾮线性等。
AD_DA原理及主要技术指标
AD_DA原理及主要技术指标AD/DA原理是指模拟信号与数字信号之间的转换过程，其中AD （Analog to Digital）指模拟信号转换为数字信号的过程，DA（Digital to Analog）指数字信号转换为模拟信号的过程。
AD转换过程主要包括采样、量化和编码三个阶段。
首先，采样是将连续的模拟信号按照一定的时间间隔进行离散化处理，其中的模拟信号也被称为连续时间信号。
采样频率是指每秒对模拟信号进行采样的次数，常用单位为Hz。
接下来是量化，即将连续的模拟信号转换为离散的数字量，其精度由量化位数决定，量化位数越高，精度越高。
最后是编码，将量化后的数字信号通过编码器转换为二进制码，以便能够在数字系统中进行传输和处理。
DA转换过程主要包括解码和重构两个阶段。
首先，解码是将二进制码转换为离散的数字量，采用解码器进行解码。
接下来是重构，即将离散的数字量转换为连续的模拟信号，其精度由重构位数决定，重构位数越高，精度越高。
最后通过滤波器对重构后的模拟信号进行滤波处理，以去除可能产生的噪声和失真。
主要技术指标包括采样频率、量化位数、重构位数和信噪比等。
采样频率是指每秒对模拟信号进行采样的次数，频率越高，能够更准确地还原原始模拟信号，但也需要更高的系统性能和硬件成本。
常用的采样频率有8kHz、16kHz、32kHz、44.1kHz、48kHz等。
量化位数是指将模拟信号转换为数字信号时，对信号幅值的离散级数。
例如，8位的量化位数可以表示256个离散级数，12位的量化位数可以表示4096个离散级数。
量化位数越高，数字信号的分辨率越高，能够更准确地还原原始信号。
重构位数是指将数字信号转换为模拟信号时，对数字量的精度。
与量化位数类似，重构位数越高，模拟信号的分辨率越高，能够更准确地还原原始信号。
信噪比（SNR）是模拟信号与数字信号之间的噪声水平，表示了有效信号与噪声之间的相对强度。
信噪比越高，数字信号的质量越好，表示数字信号中噪声所占比例较小。
AD转换器的主要技术指标
AD转换器的主要技术指标AD转换器（Analog-to-Digital Converter，简称ADC）是将模拟信号转换为数字信号的设备或系统。
在现代电子设备中，AD转换器广泛应用于很多领域，比如通信、仪器仪表、图像处理、传感器读取等。
AD转换器的主要技术指标对于评估其性能至关重要，以下将详细介绍几个常见的主要技术指标。
1. 分辨率（Resolution）：分辨率是指AD转换器能够区分的最小电压变化或电压间隔。
它决定了转换器的精确度。
分辨率通常以位（bit）表示，如8位、10位、12位等。
分辨率越高，ADC对输入信号的精确度就越高。
例如，一个10位ADC的分辨率为1/1024 V，即能够将输入电压区分为1024个不同的离散值。
2. 采样率（Sampling Rate）：采样率是指AD转换器在单位时间内对模拟输入信号进行采样的次数。
它决定了AD转换器对输入信号频率的响应能力。
通常以每秒采样次数（Samples per Second，SPS）表示，如1ksps、10ksps、1Msps等。
采样率越高，ADC能够捕获更高频率的信号。
3. 信噪比（Signal-to-Noise Ratio，SNR）：信噪比是指在输入信号中，有用信号与噪声信号之间的比值。
它描述了AD转换器的输出是否受到噪声的影响，以及转换器对输入信号的真实度和准确度。
信噪比通常以分贝（dB）表示，如60dB、70dB、80dB等。
信噪比越高，ADC的输出信号与输入信号的一致性越好。
4. 非线性误差（Nonlinearity Error）：非线性误差是指AD转换器输出值与输入信号之间的差异，通常以百分比或最大误差（LSB）表示。
AD转换器的非线性误差一般分为零点误差和增益误差。
零点误差表示在输入为零时的偏移量，增益误差表示输入信号增大时输出的误差。
非线性误差越小，ADC的线性度越好。
5. 电源电压范围（Supply Voltage Range）：电源电压范围是指AD转换器能够正常工作的电源电压范围。
如何提高ADC采样分辨率？
例如 精心设计电路
板和在参考电压信号线上加旁路电容
但是 ADC 总是存在量化噪声 所以一个给定位数的数据转
换器的最大 SNR 由量化噪声 不使用过采样技术时 定义 在正确的条件下 过采样和求均值会
减小噪声和改善 SNR 这将有效地提高测量分辨率的位数
图 1 所示的系统可以用 Cygnal 的片内
ADC 和一个软件子程序来实现 得到结果
在采用过采样和求均值技术的情况下
我们用同一个片内 12 位 ADC 可以测量的最小温度变化
是 0.007 摄氏度 这就允许我们以高于百分之一度的精度对温度进行测量
数据吞吐率降低
吞吐率是指每单位时间我们能得到的输出数据字的个数
如果一个 ADC 的最大采样速率是
100ksps 在不采用过采样和求均值技术的情况下我们可以得到
引言
很多应用需要使用模 / 数转换器 ADC 进行测量 这些应用所需要的分辨率取决于信号的动
态范围 必须测量的参数的最小变化和信噪比
SNR 因此 很多系统使用较高分辨率的片外 ADC
然而也可以通过使用一些技术来达到较高的分辨率和
SNR 本应用笔记介绍用过采样和求均值的方
法来提高模数转换的分辨率和 SNR 过采样和求均值技术可以在不使用昂贵的片外
应 用 笔记
AN018 用过采样和求均值提高 ADC 分辨率
相关器件
本应用笔记适用于下列器件 C8051F000 C8051F001 C8051F002 C8051F005 C8051F012 C8051F015 C8051F016 C8051F017
C8051F006
C8051F010
C8051F011
这样得到的结果是 16 位的有用数据 所做的操作被称为 累加和转储 一旦我们计算得到由 256 个
利用过采样技术提高ADC测量分辨率
6 dB ,有效位数增加一位 。
3 仿真分析
过采样能减小带内噪声 、改善 SNR 和增加有效位数 ENOB ,其改善效果可以用工程计算软件工具来仿真完 成 。图 2 就是利用 Matlab 对混有白噪声的原始信号进行 奈奎斯特和过采样并求均值后的滤波效果图 ,其中左边是 奈奎斯特采样后的图形 ,右边是过采样和均值滤波后的 图形 。
利用 TMS320L F2407 片内 ADC 对室内温度进行检 测 ,实验测取了 20 组数据 ,实验中没有将测得的数据转换 成温度值 ,只是实测了从 A/ D 转换器输出的电压值 。在 实验中发现 ,每次启动 A/ D 转换时第一个转换值与其他 15 个转换值有较大的误差 ,因此在进行数据处理时将其 剔除 ,只对后 15 个值进行算术平均滤波 ,图 5 为对信号进 行奈奎斯特和过采样并求均值后的实验结果图 。从图 5 中可以看出 ,未进行过采样处理时输出信号数据有较大的 摆动 ,信号均值为 2 . 021 4 ,信噪比为 SNRold = 59 . 843 3 。 但进行过采样处理后 ,其信号输出明显趋于平缓 ,信号均 值基本不变为 2 . 021 2 ,信噪比增加到 SNRnew = 70 . 904 4 , ADC 转换精度显著提高 ,分辨率增加约 2 b 。
E( f )
=
erms 3
( 2 ) 1/ 2 fs
(1)
其中 : erms 为平均噪声功率 ; f s 为采样频率 ; E( f ) 为带内能
量谱密度 。
《现代电子技术》2007 年第 12 期总第 251 期
嵌入式与单片机
式(1) 描述了信号频带内的噪声能量谱密度随采样频 率的增加而降低 。在实际应用的 ADC 变换器中 ,转换结 果中两个相邻 ADC 码之间的距离决定量化误差的大小 。 如果 N 为一单极性 ADC 的位数 ,V ref 为参考电压 ,则量化 误差可以表示为 :
AD精确度和分辨率
ADC制造商在数据手册中定义ADC性能的方式令人困惑，并且可能会在应用开发中导致错误的推断。
最大的困惑也许就是“分辨率”和“精确度”了——即Resolution和Accuracy，这是两个不同的参数，却经常被混用，但事实上，分辨率并不能代表精确度，反之亦然。
本文提出并解释了ADC“分辨率”和“精确度”，它们与动态范围、噪声层的关系，以及在诸如计量等应用中的含义。
ADC动态范围，精确度和分辨率动态范围被定义为系统可测量到的最小和最大信号的比例。
最大信号可为峰间值，零到峰(Zero-to-Peak)值或均方根(RMS)满量程。
其中任何一个都会给出不同值。
例如，对于一个1V正弦波来说：峰间(满量程)值＝2V零到峰值＝1VRMS满量程＝0.707×峰值振幅＝0.707×1V＝0.707V最小信号通常为RMS噪声，这是在未应用信号时测量的信号的均方根值。
测量得到的RMS 噪声级别将取决于测量时使用的带宽。
每当带宽翻倍，记录的噪声将增长1.41或3dB。
因此，一定要注意动态范围数字始终与某个带宽相关，而后者通常未被指定，这使记录的值变得没有意义。
器件的信噪比(SNR)和动态范围多数时候被定义为同一个值，即：动态范围＝SNR ＝RMS满量程/RMS噪声并且经常使用dB作为单位，即动态范围(dB) ＝SNR(dB) ＝20*Log10 (RMS满量程/RMS噪声)与使用RMS满量程相反，一些制造商为了使图表看上去更漂亮，引用零到峰或峰间值，这使得最终的动态范围或SNR增加了3dB或9dB，因此我们需要仔细研究规范以避免误解。
在讨论ADC性能时，分辨率和精确度是经常被混用的两个术语。
一定要注意，分辨率并不能代表精确度，反之亦然。
ADC分辨率由数字化输入信号时所使用的比特数决定。
对于16位器件，总电压范围被表示为216 (65536)个独立的数字值或输出代码。
因此，系统可以测量的绝对最小电平表示为1比特，或ADC电压范围的1/65536。
放大器噪声分析与ADC相关参数理解
一．关于PGA的增益与噪声的关系：图1 INA128频谱密度曲线对于上图1中的频谱密度，并错误地认为输出噪声会随着增益变化下降。
输出噪声将随着增益的提高而一直增加。
因此正确的结论是输入级和输出级在低增益时都会引起噪声，但在高增益时输入级是带来噪声的主要原因。
由于在高增益时噪声问题通常会引起人们的注意，因此集成电路设计人员针对低噪声优化了输入级。
这与低输出噪声级时的重要程度不一样，因为输入级通常是主要原因。
IC设计人员不会优化输出级噪声性能来保持放大器的静态电流尽可能地低。
表1 INA333噪声分析表1 说明了输入级噪声如何在高增益时成为主要噪声。
下式为仪表放大器的噪声计算公式：RTO=G*RTI例如，AD620A 的噪声典型值规定为 eni＝9 nV/√Hz 和 eno ＝72 nV/√Hz。
因此，AD620A 工作在增益为10 条件下的RTI 总噪声计算如下：二．ADC峰峰值分辨率与有效分辨率大多数应用不希望在系统输出时看到码闪烁。
例如，对于电子秤应用，无闪烁位数很重要。
可以将ADC产生的数字字截断，使得在电子秤监视器上看不到闪烁位。
无噪声分辨率或峰峰值分辨率是根据数据手册给出的噪声值计算出的。
首先计算信噪比(SNR)：SNR = 20log(噪声/满量程输入)ADI公司一般规定使用峰峰值分辨率或无噪声码分辨率，这是使用峰值噪声（等于均方根噪声的6.6倍）计算SNR而获得的。
从信噪比计算中可以确定精度。
SNR = 6.02N + 1.76 = 20log(峰值噪声/满量程输入) 从AD7719数据手册可知，当模拟输入范围为+2.56 V且数据更新速率为5.35 Hz时，均方根噪声等于1.25μV。
根据该数据计算信噪比：(20log((6.6 × 1.25E–6)/(2.56 × 2)) = –115.85 dB 据此计算峰峰值分辨率：115.85 = 6.02N + 1.76 => N = (115.85 – 1.76)/6.02 = 19 Bits 因此，在上述条件下，19个MSB中无闪烁位。
AD_DA原理及主要技术指标
AD_DA原理及主要技术指标AD-DA（模拟-数字/数字-模拟）转换是现代电子设备中常见的基本电路和技术。
它负责将模拟信号转换为数字信号或将数字信号转换为模拟信号。
AD-DA转换在诸如音频处理、图像采集、仪器仪表等领域都有广泛应用。
AD转换即模拟到数字转换，它将连续的模拟信号转换为离散的数字信号。
AD转换通常涉及样本化、量化和编码三个步骤。
样本化是指将连续的模拟信号离散化为一系列时序的采样值。
在样本化过程中，模拟信号将被周期性地采样，并将每个采样点的幅值记录下来。
量化是指将每个采样点的幅值映射到一组离散的量化级别。
通过将连续的幅值区间映射为有限的离散级别，量化将模拟信号的无限细节化为数字形式。
编码是指将每个量化级别映射到二进制代码。
编码将每个量化级别分配一个特定的二进制代码，使得每个样本点都能准确地表示为二进制形式的数字。
DA转换即数字到模拟转换，它将离散的数字信号转换为连续的模拟信号。
DA转换通常涉及解码和重构两个步骤。
解码是指将数字代码转换为对应的模拟量化级别。
解码使用逆编码来将二进制代码映射回量化级别。
重构是指使用一定的插值或滤波技术来重建连续的模拟信号。
由于数字信号是离散的，重构步骤有助于消除数字信号中的采样误差，并使其逼近原始模拟信号。
在AD-DA转换中，有几个重要的技术指标需要考虑：1. 分辨率：分辨率是指数字信号中能够表示的最小变化量。
它通常以比特（bit）来表示。
分辨率越高，表示数字信号可以更准确地表示模拟信号。
2.采样率：采样率是指单位时间内进行采样的次数。
它通常以赫兹（Hz）来表示。
采样率的选择要根据所采集信号的频率范围进行，以避免采样失真。
3.带宽：带宽是指AD-DA转换器能够有效处理的频带范围。
带宽通常以赫兹（Hz）表示。
带宽决定了AD-DA转换器的频率响应范围。
4.信噪比：信噪比是指信号的强度与背景噪声的强度之比。
它通常以分贝（dB）表示。
信噪比越高，表示信号与噪声的区别越大，传输的信号质量也就越好。
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在雷达、导航等军事领域中,由于信号带宽宽(有时可能高于10MHz),要求ADC的采样率高于30MSPS,分辨率大于10位。
目前高速高分辨率ADC器件在采样率高于10MSPS 时,量化位数可达14位,但实际分辨率受器件自身误差和电路噪声的影响很大。
在数字通信、数字仪表、软件无线电等领域中应用的高速ADC电路,在输入信号低于1MHz时,实际分辨率可达10位,但随输入信号频率的增加下降很快,不能满足军事领域的使用要求。
针对这一问题,本文主要研究在不采用过采样、数字滤波和增益自动控制等技术条件下,如何提高高速高分辨率ADC电路的实际分辨率,使其最大限度地接近ADC器件自身的实际分辨率,即最大限度地提高ADC电路的信噪比。
为此,本文首先从理论上分析了影响ADC信噪比的因素;然后从电路设计和器件选择两方面出发,设计了高速高分辨率ADC电路。
经实测表明,当输入信号频率为0．96MHz时,该电路的实际分辨率为11．36位;当输入信号频率为14．71MHz日寸,该电路的实际分辨率为10．88位。
1 影响ADC信噪比因素的理论分析ADC的实际分辨率是用有效位数ENOB标称的。
不考虑过采样,当满量程单频理想正弦波输入时,实际分辨率可用下式表示：ENOB=[SINA0(dB)-1．76]／6．02 (1)式中,SINAD表示ADC的信噪失真比,指ADC满量程单频理想正弦波输入信号的有效值与ADC输出信号的奈奎斯特带宽内的全部其它频率分量(包括谐波分量,但不包括直流允量)的总有效值之比。
ADC的信噪比SNR,指ADC满量程单频理想正弦波输入信号的有效值与ADC输出信号的奈奎斯特带宽内的全部其它频率分量(不包括直流分量和谐波分量)总有效值之比。
由此可知,当ADC的总谐波失真THD一定时,有效位数ENOB取决于SNR;ADC 的SNR越高,其有效位数ENOB就越高。
下面就来分析影响ADC信噪比SNR的因素。
理想ADC的噪声由其固有的量化误差(也称为量化噪声,如图1所示)产生。
但实际使用的ADC是非理想器件,它的实际转换曲线与理想转换曲线之间存在偏差,表现为多种误差,如零点误差、满度误差、增益误差、积分非线性误差INL、微分非线性误差DNL等。
其中,零点误差、满度误差、增益误差是恒定误差,只影响ADC的绝对精度,不影响ADC的SNR。
INL指的是在校准上述恒定误差的基础上,ADC实际转换曲线与理想转换曲线的最大偏差。
而DNL指的是ADC实际量化间隔与理想量化间隔的最大偏差,改变ADC的量化误差非理想ADC,除了上述误差外,还有各种噪声,如热噪声、孔径抖动。
前者是由半导体器件内部分子热运动产生的,后者是由ADC孔径延时的不确定性造成的。
而ADC的外围电路同样会带来噪声,如ADC输入级电路的热噪声、电源／地线上的杂波、空间电磁波干扰、外接时钟的不稳定性(导致ADC各采样时钟沿出现时刻不确定,带来孔径抖动)等,可以把它们都等效为ADC的上述两种内部噪声。
上述误差和噪声的存在,导致ADC的SNR下降。
下面先给出理想ADC的SNR 计算公式,然后具体分析微分非线性误差DNL、孔径抖动△tj和热噪声对ADC的SNR的影响。
1．1理想ADC的SNR理想ADC的量化误差g(υ)与满量程内输入信号的电压V的关系如图1所示。
量化误差为在[-q/2,q/2]内均匀分布且峰-峰值等于q(q=1LSB,LSB表示理想ADC的最小量化间隔)的锯齿波信号。
设N位ADC满量程电压为±1V,输入信号为s(t)=sinωt,则输入信号电压有效值Vs=1/√2=2N/2√2×q,量化噪声电压有效值于是得ADC输出信噪比为SNR=6．02N+1．76(dB)1．2微分非线性误差DNL非理想ADC的量化间隔是非等宽的,这将导致ADC器件不能完全正确地把模拟信号转化成相应的二进制码,从而造成SNR的下降;且ADC每个量化的二进制码所对应的量化间隔都不同,为便于分析,用ε(LSB)= εq表示实际量化间隔与理想量化间隔误差的有效值,并近似认为由于DNL的影响,在无失码条件(DNL<1LSB)下,量化误差均匀分布在[-上q+εq/2,q+εq/2]和[-q－εq/2,q－εq/2]内。
如图1 中实线所示（虚线伪理想ADC量化误差）。
这样,在考虑了DNL之后的ADC量化噪声电压Vq_DNL为：1．3 孔径抖动△tj孔径时间又称孔径延迟时间,是指对ADC发出采样命令(采样时钟边沿)时刻与实际开始采样时刻之间的时间间隔。
相邻两次采样的孔径时间的偏差称为孔径抖动,记作△tj。
孔径抖动造成了信号的非均匀采样,引起了误差,设ADC满量程电压为±1V输入信孔径抖动有效值为σ△tj,则由孔径抖动带来的误差电压为：1．4热噪声这里将ADC电路中微分非线性误差DNL、孔径抖动△tj外的其它噪声都等效为ADC输入端的热噪声电压Vtn,设其有效值为σtn。
1．5非理想ADC的SNR一般情况下,量化噪声、微分非线性误差DNL、孔径抖动△tj和热噪声彼此相互独立,综合芍虑这四个因素的影响,可得到ADC的SNR计算公式如卡：式中,N--ADC的量化位数ε--ADC的实际量化间隔与理想量化间隔误差的有效值,单位LSBfin--ADC输入信号频率,单位Hzσ△tj--ADC的孑L径抖动有效值,单位sσtn--等效到ADC输入端的热噪声的有效值单位LSB对于高分辨率ADC器件,其固有量化误差、微分非线性误差DNL和器件热噪声均较小。
当fin较高时,ADC电路的SNR主要取决于孔径抖动,此时有2基于AD6644AST一65的高速高分辨率ADC电路设计实例电路设计目标：有效位数ENOB≥10．50bit、采样率为40MSPS、输入信号频率小于15MHz,输入信号幅度为-ldBFs。
该指标能满足数字仪表、高速数据采集卡、软件无线电和雷达、导航等领域中数字波束形成的要求。
2．1电路设计与器件选择本电路主要由模／数转换器ADC、输入电路、输出屯路、时钟电路和电源电路组成,如图2所示。
2．1．1时钟电路时钟电路的设计主要包括AD6644AST-65采样时钟相位噪声指标的确定以及PECL差分时钟的实现。
ADC电路的孔径抖动有效值σ△tj,包括ADC器件自&nbs输入电路ADC输入电路多采用运放直流耦合或变压器交流耦合方式,为输入信号提供增益、偏置和缓冲。
由于运放为有源器件,除具有一定的谐波失真外,还存在主要集中在低频段的1／f 噪声和较宽频带内的白噪声。
这些噪声和谐波失真都降低了运放的信噪比SNR和有效位数ENOB。
当运放的SNR不明显优于甚至低于ADC的SNR时,它带来的噪声是不容忽视的,对于高分辨率ADC电路,甚至是不能接受的。
而作为无源器件的变压器,一般认为它的噪声和谐波失真是微乎其微、可以忽略的。
因此,本电路的输入电路采用变压器交流耦合方式,选用Mini-Circuits公司的变压器T4-6T。
为进行比较,同时也提供运放直流耦合方式,采用ADI公司的低噪运放AD8138。
根据AD8138的关参数,计算得到的AD8138输出的总谐波失真和热噪声之和大于1LSB。
该指标可能导致无法满足电路热噪声不大于1．50LSB的设计要求,并带来更大的谐波失真。
因此可预知,采用AD8138时,ADC电路的有效位数ENOB会比采用变压器时的有效位数ENOB有所下降,甚至达不到设计要求。
2．1．3 ADC输出电路ADC的模拟输入和数据输出之间存在少量的寄生电容,ADC数据输出线上的噪声会通过这些寄生电容耦合到模拟输入端,导致ADC的SNR和有效位数ENOB下降。
为解决这一问题,可在ADC数据输出端接一锁存器。
为减小ADC电源的波动,应尽量降低ADC输出端的负载电容和输出电流。
在ADC 数据输出端接一锁存器可避免将其直接连在数据总线上,有效限制了其输出端的负载电容;在ADC每一个数据输出端都串联一个电阻,可限制其输出电流。
本电路采用74LC574作为AD6644AST-65的输出数据锁存器,同时每一个数据输出端都串联一个100Ω的电阻。
2．1．4电源、地和去耦电路AD6644AST-65的电源抑制比PSRR≈±lmV／V,当外接电源的纹波为峰-峰值100mV时,等效于在AD6644AST-65输入端产生100μV(0．77LSB)大小的噪声,这相对于设计指标而言是不能接受的。
为减小外接电源对电路的影响,本电路采用Linear公司的低压差LDO线性稳压器LTl086-5和LTlll7-3．3(两个芯片的PSRR均大于60dB) 对外接稳压电源进行稳压,为AD6644AST-65等模拟电路提供5V电源和3．3V电源。
ADC的输出信号以及后级数字电路的数字信号的跳变都会引起电源电流的急剧变化,由于印刷电路板的电源线和地线上存在分布电阻、电容和电感,当有变化的电流经过时,其上的压降也随之变化;频率较高时,就表现为电地间的高频杂波。
为降低这类杂波干扰,本电路采取以下措施：·时钟电路的5V电源,由VCC_5VA串联一磁珠FB得到;∙ AD6644AST-65后级数字电路的3．3V电源,由VCC_3．3VA串联一磁珠FB得到;∙模拟地和数字地分开布线,并在一点用磁珠FB相连;∙ADC的所有电源管脚都就近对地接去耦电容。
磁珠对MHz级以上的信号有较好的吸收作用,能有效降低时钟电源、数字电源对AD6644AST-65模拟电源的影响,以及数字地对模拟地的影响。
去耦对于高速高分辨率ADC电路尤为重要。
为此,本电路采用0．01μF的NPO 材料(属低损耗、超稳定的电容材料,电气特性基本上不随温度、电压、时间的变化而变化,自谐振频率较高,适用于高频场合)自0 1206封装的贴片电容和0．1μF的X7R材料(属稳定性电容材料,电气特性随温度、电压、时间变化不明显,适用于中、低频场合)的0805封装的贴片电容并联,有效地滤除电地间较宽频带的杂波。
2．1．5电路板的布局布线ADC界于模拟电路和数字电路之间,且通常被划归为模拟电路。
为减小数字电路的干扰,应将模拟电路和数字电路分开布局;为减小信号线上的分布电阻、电容和电感,应尽量缩短导线长度和增大导线之间的距离;为减小电源线和地线的阻抗,应尽量增大电源线和地线的宽度,或采用电源平面、地平面。
本电路在设计印刷电路板时,都遵循了以上原则。
2．2电路测试结果采用信号发生器HP8640B产生0~15MHz的单频正弦信号,经相应带通滤波器滤波(各次谐波均小于-90dBc)后作为本电路的输入信号,滤波后信号在AD6644AST-65输入端幅度为-ldBFs。
AD6644AST-65输出数字信号经74LC574锁存后,存储于逻辑分析仪HPl6702A 中。