[学习]反馈环路补偿设计-简述实例
反馈环路补偿设计-简述实例(TL431+PC817)
简述控制环路的作用 设计要点 重要概念 步骤（实例说明）
适用个人使用
简述控制环路的作用
提供电路稳定工作，使输出电压波动小； 避免闭环系统自激振荡； 以动态补偿方式，调整输出稳定状态
设计要点一
系统的反馈类型有电流型和电压型，应依照 相对应的工作模式确定传导函数。这里就已 电流反馈形式的PWM芯片为例介绍
重要概念
（略）
举例说明：
已知要求：
VCC
Lp=2.7mH,Cout= 220+470uF,ESR=55mΩ,
R6
C?
B
Np:Ns=140:23, 90-265Vac,CCM模式，
Fs=50kHz,Rs=1.5 Ω, D=0.48,pwm电流型控制ic。 Vo=12V,Io=1A,Io（min）=0.3A（ccm）
GDC
20lg1500 24.7 5.77
23.6dB
GXO
AXO 10 20 15.1
参数设计步骤（5）
5、确定EA补偿网络的零点和极点位置。 Fez=1/3Fc=500Hz Fep>3Fc=4.5kHz 取5k
6、计算反馈环路参数。 设R2=Vref/250uA=10K,则R1=R2*Vo/Vref=47k
Fc=1.5KHz。
参数设计步骤（3）
3. 确定输出滤波器的极点
FCP
1
2RLCO
2
1 *12 / 0.3*690 10 6
5.77 Hz
参数设计步骤（4）
4、确定Fc处，使power stage提升到0dB所需增 加的增益量。
Gxo
20lg
开关电源环路补偿设计
开关电源环路补偿设计开关电源环路补偿设计在开关电源设计中，环路补偿是至关重要的一步。
环路补偿的正确设计可以提高电源的稳定性和效率，从而提供更为可靠的电源输出。
本文将针对开关电源的环路补偿设计，从三个方面进行阐述。
一、开关电源环路补偿的基本原理开关电源的环路补偿，是指将部分输出信号回馈到反馈端口，通过正反馈作用来改善系统的动态性能。
补偿的目的，是使电源输出稳定，对负载的响应性更好。
为了实现这一目的，设计师需要对开关电源的基本原理有深入的理解。
在开关电源中，电容、电感和频率之间的相互影响是至关重要的。
通过合理的组合设计，可以提高电源的效率，降低功耗。
二、开关电源环路补偿的设计方法开关电源的环路补偿设计方法，需要综合考虑多个参数，如响应时间、阻尼稳定性、相位裕度等。
其中，响应时间涉及到电路响应时间、电源传输函数以及负载条件，需要根据具体情况予以调整。
阻尼稳定性关系到系统的稳态稳定性，需要根据不同负载条件下的阻尼因素予以设计。
相位裕度涉及到极点间距，可以通过更改反馈回路的增益稳定性来达到较好的效果。
三、开关电源环路补偿的优化在实际电路中，由于电容、电感和负载等多种因素的影响，开关电源环路补偿存在一定的误差。
优化环路补偿，可以通过在电路中加入滤波电容、降低负载电感等措施，提高电源输出的稳定性。
此外，在滤波器的选型方面，选择与系统肖特基二极管参数相匹配的器件，可以较为有效地降低噪声和振荡。
总之，开关电源环路补偿对整个系统的性能至关重要。
一个合理的补偿设计将使电源输出变得更加稳定、高效，具有更好的响应性。
因此，在开发开关电源的过程中，我们应该时刻保持对环路补偿原理的理解，并综合考虑各种参数和因素，以达到最优的设计效果。
反馈环路设计
反馈环路设计稳定的反惯坏豁对开关电源來说是非帘W要的，如果没冇足够的相位裕反和梆值裕度,电激的动念性徒就会徇塑或丹出现输川推胡・卜而先介绍了控制坏滋分析里面必須川対的齐种第极点的幅频和相频特忤;然后对址和II的反懺调幣盎TL431的总税点特忤进行分析;TOPSWITCH«：市场匕广泛应用的反激式电激的褂能若比它的控制方式址比较!丄余的电用型控制，为广力便般使用者点集成了•部分补12功能浙以很多工程师不涓晰它的整个环W.MV；运用I:而的理论分析•个TOPSWITCH设计的电激，对它的环路的毎个祸分进行了解制JJ以ttTffi师更好地应用TOPSWfTCH及解浪没计中遇到的坏於何瘪波特图址分析歼关电激押制坏滋的•个有力工J1它MjiittUSb的褊频和相频响应的计并变成简敢的加减法，持別足使用沿近线近似以后•只需耍计F 渐近线改变方向点的値.Vo 1Vi~ l^sRC%」增銘按・2OdB加倍频丹卜鼻，•相位近IU按《45力0侪如刃卜降.址人相移为・90。
增益按20dBA0倍频刃I：升川位近似按45710倍频艸I：升，最大总相移为90*单零点响应:11 R 2曲右半平而零点:Vo $右半平而零点楚反懑和BOOST电路巴而待仃的现©用益按2OdB/lO倍频f¥匕升川位近似按-45W0倍频程卜降，总相移为£0。
”半平面笑点址儿乎无法补偿的•做没计时尽1ft把其频率提升或降乂带宽双极点咱应:Vo________ 1 _______Vi 1+ s/(Oajo)+ (“仙)2血5二肯Q=R嚼K = 5^Q伏肚电酬的閉皈因物过了谐旅点后用益按VOdB/10倍频軒卜附相位依Q仪的不同行不同的变化卒q値越人，相位变化越剧烈准谐按点相付址•90： JR大总相移沟・180,低Q 值的双极点响应［小当Q«0.5时Vo 1 八 1 - = ------------------- Jo 2 ------ { 肝(1 +二(1+丄).2兀亦 ai cole"2冗它血2~2莎米吕Q 值是电豁的川2足负戎电川，“足电瑕的电乩电容的ESR,廉流笛肌和代农05心稅耗和的合成电分的AC/DC 电游川I耗较爲•股Q 值很难大f 3.当a 值较低时(Q«05)r ««点响应会邈化为两个单极点响应，如上fflffizji.TL431用输出供电肘的零报点特性TL431足歼关电激次级反懺业常用的堆強和洪连妝大潯件丿U 供电方咒不何对它的传递祈&创H 大的彩响，而以洲的分析资料常常忽HS 这点.卜而分 析帘见的供电和输lllftttl 接在一起时的传递沼数.7Vo-VI 5 RZsJ lapto = ------ V\ = ------------ V o- 島尺1丄+巩尺 + j?i )clouto 1 + s(R + Ri)C把门带入前面的公式ropto=—帀；卡-——sRIRhCJoIrfaL R\交流分析等效电路sBIRhC115沖旳在输唤“电沁"唤2诧"1)C'而不疋2曲•剛使没有R,只接•个C的情况人爭点还是存在■如杲R1远大十R罟点的位置主要有反馈网络的上分压电阻决定.为了抑制输出的开关紋液■有时在后面加个LC濾沈如卜而TOP245Y电滅的L2r C8,H谐抿频率般欠約为幷关频率的WO-WO左右；这个频率通亦远大于反惯同路的带宽庆彤响町以忽略.56入-J~Kpivr 11J~Me i •输岀反滋电压控叙方式反琳路JU开坏传递换&为K=(Kmod • Kpv/r • Klc <KfbrKea=Ki*KeaKpv/r楚功率8B分.Klc足输出LC就波卻分,Kfb足反懺分爪乩分,Kea於反愤补偿師分和丸耦鬲分,Kmod兄调制器部分,在做补偿设计以也先计炸出滋Kea 外aflffl分的频奉特忆然方计如II K"KH2d・ Kpwr・ KlLKfb的频宅特他根t«实S愴况确定出滿婪的设计目标Kea,然A；通过设il TL431的相应补卷来完成Kea的鉴求.站介上而的媒理图我们来计#•在115VAC%入时存个即分的【加1&tfiVinslSSV.VoutslZV, C6fC7 ESR=5OmQ,负R=4.8n, q=81%由⑵叫fel：Np=58T, NS=6T, Lp=827uH, Vor=120V,Vd$=5.2Vvor足次级反射到初级的电H；,9为初级绕组电级,is为次级绕组电瑕,D为占空比.则:2:,:Li>=8.85uH. I)=VorVin^- Vor- Vds=0.48下而我门将用上而的堆础知识来分析个典型的TOPSWITH电激的號创坏路，这楚•个宽园输入,12V25A箝出的个反激电魄躱理图如下:下而为反酒电爪方式的反馈环禺图:功率儒分和输出LC 法波祁分林i 号传递由汝⑸竺=£如严Ns 、水厂+存1-不) d (1 - oy Np* \ | /1 1创=歳=0^560 = 3皿 心加(2补泅皿 &臬电容自身的E$R 形成的零点的频率。
反馈环路设计、调式
拜师求学反馈环路设计、调式先去把自控原理（经典部分）看一遍，搞懂零，极点的概念，因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统，什么叫看懂，那到一个电源，一看反馈部分马上零，极点就可以写出来。
而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式（电压或电流），其零，极点都有响应的公式写出。
如果你要详细的数学计算，再去看自控的超前，滞后补偿部分，但这种计算来的一般不会太准，但可以作为一个调试的起点，最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以（专用仪器非常贵）。
一般的电源设电流变化率为1A/uS或5，10A/uS。
50-100%负载变化，看电压变化，如果电压很缓慢的回到稳态值，说明相角裕度太大，如果震荡2个周期以上回到稳态值，相角裕度一般只有二，三十度，太小，如果一个周期左右，则相角裕度一般为50-60度，正好。
当然如果电源本身就震荡，则震荡的频率就是你的环路的交越频率，既带宽，说明在此频率处相位移已经到了360度，解决的方法要么减小带宽：加大补偿的电容值，或加大反馈分压的电阻值，当你改变这些值不起作用时，要看环路的其他方面，既加零点，如TL431做反馈，当补偿电容加的很大还不行时，其实应该在其与光偶串联的支路加补偿（RC），这样增加了一个低频零点和一个高频极点，高频极点由于频率很高，不在环路带宽以内，对环路没有影响。
太多了，很难说完，我想说的是只要很明确的知道零，极点的概念，环路问题实际上很简单（当然，要正确的应用到电源里面来是花很多时间的，由于没有老师，我研究了近一年），也可以用相关软件来模拟，但并非易事，因为模型很难准确的建立，举个例子，如电压型控制的反击（CCM 工作方式），如果TL431只加一个补偿电容，用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的，但实际中大部分电源是稳定的，怎么解释，原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统，由于绕组电阻，高频阻抗，二极管电阻，电容电阻，特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻，这样两个极点并不会重合（二阶系统），它变成了两个不同频率的一阶系统的串联，所以它的相位移变化并不剧烈，加上其他零点的影响，相位并不会到360度，这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻，如1欧姆，才会得出正确的结果。
基于BUCK拓扑峰值电流模式的反馈环路设计实例 (1)
由于电感饱和，实际见下图 8.8mV/us)
S off = 4
、在采样电阻上的映射电压
off
Vout 12 = = 0.067 A / us L 180u
S off ' = S sense 2 = S off Rsense = 0.067 × 100m = 6.7 mV / µs (
5
由于电感饱和，实际见下图 15mV/us)
输入电压 20V 阶跃冲击（1 通道电压，2 通道电流）
输入电压 30V 阶跃冲击（1 通道电压，2 通道电流）
ramp
VCS = Vsense
Rramp Rramp + Rcurrent
（ 1） （ 2）
Rcurrent Rramp + Rcurrent
V sense = 0 VCS = Vramp
：
联立两个等式，电压最后等于
VCS = Vsense
Rramp
Rcurrent Rramp + Rcurrent
变变变变变： 0.1uF
RM6:Ae=37mm2 Tm=24T Ts=26T R? +12 7 6 8 R? 10K 4 U? VCC OUT VREF RT/CT UC3842P C? 1uF VFB ISEN CMPEN GND 2 3 1 5 C? 10nF C? 51pF +12 R? 360K
Trans Cupl
10
XBP1
IN OUT
1
4
0 R1 2 V1 38kΩ 1 Vpk 1kHz 0° 0 6
U7A
1
3
5
V2 12 V
2 11
LM224AD
0 C2 51pF 4 R4 400kΩ
环路补偿电路
环路补偿电路环路补偿电路始于20世纪50年代，它是一种重要的电路技术，用于动态抵消电路中引起的特定失真干扰，以改善信号质量。
由于它抵消信号失真，它经常用于电路防护和信号质量控制。
本文将介绍环路补偿电路的概念、原理和技术。
环路补偿电路由几个基本部件组成，主要是一个补偿二极管，或称为放大器，一个变压器，一个滤波器和一个电容器。
这些部件在电路中的功能和作用是：补偿放大器的作用是将电路中的信号放大，变压器的作用是将变压器输出的放大电压转变为输入信号；滤波器的作用是将放大后的电压中的失真信号滤掉；电容器的作用是将电路中的静态电压抵消掉，以保证稳定的电压输出。
环路补偿电路的原理是利用反馈技术，即反馈技术可以把失真的信号反馈到放大器，由放大器将失真的信号转变为有效的信号。
具体来说，环路补偿电路的原理是对信号进行放大，再将放大后的信号进行变压处理，将变压后的信号输入滤波器，滤波器滤掉失真的信号，然后经由电容器抵消回路中的静态电压，最后在反馈线路信号传入补偿放大器，把失真的信号转变成有效信号，实现补偿电路的功能。
环路补偿电路的技术有多种，其中最常用的是压控补偿（ACO）技术，该技术采用放大器的反馈通道，将放大的输入电压的变化转变为失真控制、输出电压的变化。
还有一种反射技术是采用变压器驱动失真控制，它将补偿电路中的输入信号与变压器输出信号进行比较，以产生改变反馈电压，进而改变补偿放大器的输出电压。
环路补偿电路是一项重要的技术，它可以改善电路中信号质量，抑制失真，提高精度，保障电路的稳定性和可靠性，有效地提高系统的性能。
它的出现，使电路技术有了极大的发展，为电子设备的发展提供了很大的帮助。
总之，环路补偿电路是一种重要的电路技术，它的出现可以提高电路性能，抑制失真，改善信号质量，确保电路的稳定性和可靠性，为电子设备的发展提供了很大的帮助。
AN-1204_LM3478应用2 - 环路补偿设计
环路增益幅度
20072831
5
LM3478升压控制器的补偿
注释
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误差放大器
以上完成了控制端到输出端的传输函数表达式。需要分 析的第二级是误差放大器。在此特别有意义的是，我们将推 导从反馈引脚到控制电压端的传输函数。为了达到这一点， 将误差放大器模块图转化为一个小信号模型。
下一步是计算先前在控制端到输出端的等式中发现的两 个零点。第一个是输出电容及其等效串联电阻产生的零点：
3
AN-1286
负载电阻：
D’ = 1 - D = 1 - 0.58 = 0.42 控制端到输出端的传输函数
其中 Se = 3,320,000 A/Sec Sn = 1,515,151 A/Sec 输出电压Vout与控制电压的关系： AEA = gmR1 = 800μmho x 50kΩ = 38V/V
等式可以写成：
© 2008 National Semiconductor Corporation 202159
AN-1286
AN-1286
首先看到该公式由两个零点组成，其中一个位于右半 平面，还有一个单极点和一对复极点。系统的直流增益写成 ACM，可由下式计算：
第二个零点实际上是一个右半平面零点。检查波特图上 的响应可发现，它类似于一个左半平面零点，具有20dB/十倍 频程的增益增长的效应，但又会像极点一样造成90度的相位 滞后。考虑到输出电压的响应，相位滞后的发生与应用电路 有关。如果输出电压开始下降，开关将会导通，从而增加电 感中的电流。这又会造成输出电压进一步下降，因为在这期 间由输出电容单独提供输出电流。正是这种效应使之可被看 成源自右半平面零点，从而解释了它为什么不发生在降压转 换器中。
反馈环路设计
反馈环路设计稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的,如果没有足够的相位裕度和幅值裕度,电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡.下面先介绍了控制环路分析里面必须用到的各种零,极点的幅频和相频特性;然后对最常用的反馈调整器TL431的零,极点特性进行分析;TOPSWITCH是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片,它的控制方式是比较复杂的电压型控制,为了方便一般使用者,内部集成了一部分补偿功能,所以很多工程师不清晰它的整个环路,最后运用上面的理论分析一个TOPSWITCH设计的电源,对它的环路的每一个部分进行了解剖,可以使工程师更好地应用TOPSWITCH及解决设计中遇到的环路问题.波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具,它可以使复杂的幅频和相频响应的计算变成简单的加减法,特别是使用渐近线近似以后,只需要计算渐近线改变方向点的值.增益按-20dB/10倍频程下降, 相位近似按-45°/10倍频程下降.最大相移为-90°增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按45°/10倍频程上升,最大总相移为90°右半平面零点是反激和BOOST电路里面特有的现象.增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按-45°/10倍频程下降,总相移为-90°,右半平面零点是几乎无法补偿的,做设计时尽量把其频率提升或降低带宽Q值是电路的品质因数,过了谐振点后,增益按-40dB/10倍频程下降, 相位依Q值的不同有不同的变化率,Q值越大,相位变化越剧烈,在谐振点相位是-90°, 最大总相移为-180°Q值是电路的品质因数,R2是负载电阻,R1是电感的电阻,电容的ESR, 整流管内阻,和代表磁心损耗和漏感损耗的合成电阻.大部分的AC/DC电源,由于损耗较高,一般Q值很难大于3. 当Q值较低时(Q<<0.5),双极点响应会退化为两个单极点响应,如上图所示.TL431用输出供电时的零,极点特性TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件,其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响,而以前的分析资料常常忽略这一点.下面分析常见的供电和输出反馈接在一起时的传递函数.从上面的公式可以看到,在输出直接给431供电的情况下,零点的位置在, 即使没有R,只接一个C的情况下,零点还是存在,如果R1远大于R,零点的位置主要有反馈网络的上分压电阻决定.为了抑制输出的开关纹波,有时在后面加一个LC滤波,如下面TOP245Y电源的L2,C8,其谐振频率一般大约为开关频率的1/10-1/20 左右,这个频率通常远大于反馈回路的带宽,其影响可以忽略.下面我们将用上面的基础知识来分析一个典型的TOPSWITH电源的控制环路,这是一个宽范围输入,12V/2.5A输出的一个反激电源,原理图如下:下面为反激电压方式的反馈环路图:其开环传递函数为K=(Kmod * Kpwr * Klc *Kfb)*Kea=K1*KeaKpwr是功率部分,Klc是输出LC滤波部分,Kfb是反馈分压部分,Kea是反馈补偿部分和光耦部分,Kmod是调制器部分,在做补偿设计以前,先计算出除Kea 外各自部分的频率特性,然后计算出K1= Kmod * Kpwr * Klc *Kfb的频率特性,根据实际情况确定出需要的设计目标Kea , 然后通过设计TL431的相应补偿来完成Kea的要求.结合上面的原理图我们来计算在115VAC输入时各个部分的数值.已知数值:Vin=135V, Vout=12V, C6,C7 ESR=50mΩ, 负载R=4.8Ω, η＝81%由[2]可知:Np=58T, Ns=6T, Lp=827uH, Vor=120V,Vds=5.2VVor是次级反射到初级的电压,Lp为初级绕组电感,Ls为次级绕组电感,D为占空比.功率部分和输出LC滤波部分小信号传递函数[3]fz2是右半平面零点的频率,此频率随负载R,电感Ls,和占空比D而变化,在此设计中频率是48k,高压时频率更高,AC/DC反激的带宽通常只有几k,远小于此频率的1/4,不会对控制带宽设计产生影响.Q值的确定,在开关电源里面要经过试验来确定.由于次级绕组的损耗,漏感的损耗,电容ESR的损耗及整流管内阻的损耗等,一般AC/DC电源,Q值相当低,在此电源中约0.15 , 由于Q＝0.15<< 0.5, LC 振荡转变为两个双极点:ωP1= Q*ωO=0.15*4920=738; fo1= ωP1 /(2π)=117HzωP2= ωO/Q=4920/0.15=32800; fo2= ωP2/(2π)=5.22kHz把上述各个值带入公式(1)得到Kmod部分小信号传递函数Kmod是PWM部分的传递函数,TOPSWITCH是个高度集成的功率芯片,除了传统的PWM比较器外,芯片还外接启动用的电容和电阻,其必然对环路有影响,另外内部集成了一个7K的极点.Kmod,即TOPSWITCH部分的传递函数为:DCreg是PWM部分的直流增益,由[4]查出典型值是230,ωTOPSWITCH是7K.下面来确定ωz和ωp.右图是C脚的等效图,C为外接启动电容,在原理图上是C3, R为外接电阻R5和电容C3内阻(2欧姆)之和,Zc为C脚动态内阻,由[4]查处为15欧姆,C4做抗干扰用,由于值很小,在几KHz的有效带宽内不足以对环路造成影响.C脚总阻抗为:除补偿部分外的小信号传递函数K1:在此设计中,由于上分压电阻直接接到431基准端,所以Kfb=1如果要设计补偿部分,可以先确定目标带宽,然后再设计补偿部分,使在目标带宽时的相位裕量大于45°,在用TOPSWITCH设计的反激电源中,目标带宽除受到一般反激电源的几个限制外(带宽要小于开关频率的1/2; 右半平面零点的1/4; 运放增益限制,输出电容类型的选择等), 还受到内部7KHz极点的限制,一般不能太高,约1-2KHz, 对一般应用来说,已足够了.本文是对一个实际电源的分析,所以略过这一步,如果需要了解这个过程,可以从结果反推出来运放的补偿部分.TL431部分小信号传递函数:由于TL431用输出供电,按第3部分所述,其传递函数为:R6,R9大小决定了增益,由于R9由零点的位置而决定,所以整个增益的大小由调整R6来确定.CTR为光耦PC817C的实测电流传输比.补偿部分的波特图如下:从图上看补偿部分只有一个极点和零点,它们和TOPSWITCH里面的7KHz极点共同组成了一个II型补偿网络.7KHz极点用来抵消输出滤波电容零点,衰减噪音和开关纹波的干扰.总开环响应:整个环路的开环增益为K1和Kea的乘机,在波特图上是两部分的增益和相位的代数和.整个环路的开环波特图:实测波特图:交越频率1.16KHz, 相位裕量66.5°, 两者基本温和.。