低压低耗宽带CMOS电流反馈运放仿真设计
低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计
低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计肖莹慧【摘要】为了满足电池供电设备低功耗、低电压的要求,提出一种用于超低电压和低功率混合信号应用的、基于米勒补偿的两级全差分伪运算跨导放大器(OTA).该放大器电路使用标准的0.18μm数字CMOS工艺设计,利用PMOS晶体管的衬体偏置减小阈值电压,输入和输出级设计为AB类模式以增大电压摆幅.将输入级用作伪反相器增强了输入跨导,并采用正反馈技术来增强输出跨导,从而增大直流增益.在0.5V电源电压以及5pF负载下对放大器进行模拟仿真.仿真结果表明,当单位增益频率为35 kHz时,OTA的直流增益为88dB,相位裕量为62°.与现有技术相比,所提出的OTA品质因数改善了单位增益频率和转换速率,此外,其功耗仅为0.08μW,低于其他文献所提到的OTA.【期刊名称】《沈阳工业大学学报》【年(卷),期】2018(040)004【总页数】5页(P431-435)【关键词】低电压低功耗;伪差分两级OTA;0.18μmCMOS技术;AB类模式;米勒补偿;正反馈技术;单位增益频率;转换速率【作者】肖莹慧【作者单位】中南财经政法大学武汉学院, 武汉430000【正文语种】中文【中图分类】TN432对于电池供电的应用产品(如生物医学植入式设备、无线传感器网络和微系统)，如何降低功耗是极其重要的[1].为了满足低功耗低电压要求，人们通常使用工作在弱反型(或亚阈值)区域中的MOS晶体管[2].随着薄氧化物技术的发展，为了避免击穿并保持器件的可靠性，人们减少了电源电压，短沟道器件的阈值电压(Vth)也相对于电源电压按比例缩小.短沟道器件倾向于短沟道效应(SCE)，这种效应降低了放大器的固有增益，使单级放大器难以获得高增益[3-4].MOS晶体管配置的共射共基放大器因有限的电源电压倾向于减小摆动而不能使用.与串联晶体管相比，具有公共栅极的堆叠复合(自共栅)晶体管[5]能够提供较小的输出电压和高电阻值，通过级联多个增益级可实现高增益，但需要额外的补偿电路，且每个增益级需要额外的功率补偿[6-7].米勒补偿[8-11]是两级运算跨导放大器(OTA)较为简单和流行的补偿技术，嵌套式米勒补偿将包含两级以上放大器，其在两个高阻抗节点之间放置一个补偿电容(CC).由于从输入级到输出节点的前馈路径将产生正(右手平面)零点，这会降低相位裕量并使OTA不稳定.为了改善OTA的稳定性，可以消除零点或将零点置于较高频率处.而为了将零点置于较高频率处，第二级放大器则需要较大的偏置电流，这增加了放大器的总功耗.有两种技术可使正零点无效，一种技术是将米勒电阻(RC)与CC串联；另一种技术则是通过在CC和输出节点之间放置电压(电流)缓冲器来断开正向通路[12-13].但用于低频OTAs和电压(电流)缓冲器中的大量芯片会增加额外的功耗.近年来，众多低压电路均利用了衬底驱动晶体管，例如差分放大器、电流镜、电压基准和缓冲器等[8-9].衬体驱动晶体管能够工作在低电压条件下，但其衬底跨导、本征增益较小，而输入电容较大.在文献[5]中已实现了基于自级联的OTA，但其品质因数较小；文献[1]中使用三阱CMOS技术实现了伪两级栅极驱动和衬体驱动OTA，但三阱技术的需求和额外的制造步骤导致了成本增加.这些OTAs使用电阻共模反馈电路不仅降低了输出电阻值，且增大了芯片的面积.本文提出一种低功耗、高增益的伪全差分二级OTA，OTA的输入和输出级处于AB类模式，意味着所有晶体管将驱动输入信号，从而提高压摆性能.OTA的输入级用作伪反相器，其增强了输入跨导(gmⅠ)，采用正反馈技术来增强输出跨导(gmⅡ).本文所提出的OTA工作电压为0.5 V，负载电容为5 pF.1 米勒补偿伪两级运算跨导放大器1.1 主放大器单级共源共栅电路拓扑结构中不适合设计工作在低电压下的大摆幅高增益放大器，相反，通常采用多级拓扑结构来实现期望的增益和输出摆动，可通过MOS晶体管的级联以及多个增益的级联来降低输出电导或增加MOSFET的输入跨导，以增加增益值[10].不同增益增强技术均有其优缺点，级联对于低电压电路不可用，多级需要补偿且每级会产生额外功率，电导可通过增加MOSFET的沟道而减小，但其增大了寄生电容.本文所提出的伪运算跨导放大器基于低电源电压，并且通过改善每个级的跨导而不增加分支中的电流来增强增益.此外，本文的OTA设计采用AB类模式以提高电压摆幅与增益.图1为米勒补偿二级伪运算跨导放大器的电路图.图1中，UIN和UIP为反相和同相输入端，UON和UOP为运算跨导放大器的输出节点.放大器第一级由伪差分对M1A-M1B、交叉耦合晶体管M2A与M4B以及M2B与M4A组成，所有晶体管偏置在亚阈值区域.在交叉耦合模式下，电压缓冲电路M2A-M2B，M4A-M4B将输入反馈到M3A-M3B.交叉耦合配置充当电压缓冲器，且其输出反馈到M3A-M3B的栅极，由于耦合配置，输入跨导将得到改善.输入级PMOS晶体管的衬底偏置电压低于衬底电压，以减小阈值电压.输入级的公共输出节点电压等于连接PMOS M4A-M4B晶体管的栅极电压，由于该种配置消除了共模反馈电路(CMFB)，为了避免额外的制造步骤，OTA中NMOS晶体管的所有衬底连接到地.第二级放大器的交叉耦合(M6A-M6B，M8A-M8B)配置与第一级放大器的交叉耦合配置类似.M8A-M8B衬底连接为正反馈模式，作为共源放大器.总输出级跨导等于输出级PMOS M7A-M7B晶体管的跨导乘以交叉耦合共源结构的增益AVCF，这有助于增强增益，并可保持右半复平面(RHP)零点处于较高频率，以提高相位裕量.交叉耦合共源结构的增益为(1)式中，gmK、gmbK和gdsK为第K个晶体管的栅极跨导、衬底跨导及漏极电导.图1所示电路中，晶体管MKA的所有参数等于晶体管MKB.图1 米勒补偿的二级伪运算跨导放大器电路图Fig.1 Circuit diagram of two-stage pseudo-OTA with Miller compensation差分模式下伪运算跨导放大器的总增益为(2)(3)gmⅡ=gm5+(gm7+gmb7)·(4)1.2 共模放大器对于全差分放大器，其需要共模反馈将输出节点稳定到所需的值，一般等于中间电源电压.这里二极管连接MOS放置在输入和输出级，设置共模电压等于中间电容值.二极管连接的MOS栅极电压等于共模电压，施加的差分信号的输入和输出跨导是单独的MOS跨导的总和.输入有效跨导gmⅠC和输出有效跨导gmⅡC及共模增益AVCM表示为(5)gmⅡC=gm5-(gm7+gmb7)·(6)(7)1.3 频率补偿米勒补偿是一种用来补偿两级放大器的技术，使用该技术可以在分裂极点的两个高阻抗节点之间插入补偿电容.由于从输入级到节点的前馈将产生正零点，这降低了相位裕量.本文所提出的运算跨导放大器使用米勒补偿技术来使放大器稳定，这里通过使零点保持在较高频率实现期望的相位裕量.第二级放大器需要较大的跨导，其由正反馈交叉耦合配置得到增强.米勒补偿运算跨导放大器的极点和零点分别为(8)Pnd(9)(10)式中：R1、R2为输入和输出级的输出电阻；Pd、Pnd为主极点和非主极点；PZ 为RHP零点.图1中经过米勒补偿的OTA单位增益频率为(11)2 模拟结果2.1 基本特性本文所提出的OTA基于Cadence Virtuoso环境设计，使用UMC 0.18 μm数字CMOS技术进行模拟.为了观察OTA的开环增益和相位性能，设置负载电容(CL)为5 pF来对放大器电路进行模拟.放大器的频率特性模拟结果如图2所示，可以看出，OTA增益为88 dB，单位增益频率为35 kHz，相位裕量为62°.图3显示了共模和电源抑制响应特性.由图3可以得出，放大器的共模抑制比(CMRR)约为94.5 dB，因为在第二级配置中的正反馈用作共模信号的负反馈，这导致在输出节点处共模增益较小，所提出的OTA对共模和电源信号不敏感.伪差分OTA的输入参考噪声特性如图4所示，OTA的噪声特性主要取决于输入级跨导，其输入级跨导是常规差分配置放大器的两倍，噪声抑制效果较好.图5显示了负载电容(CL)为5 pF，电源电压为0.5 V时，本文所提出的伪OTA大信号脉冲响应.当误差为0.1%和0.01%时，建立时间分别为40 μs和160 μs.图2 频率特性模拟结果Fig.2 Simulation results of frequency characteristics图3 共模和电源抑制响应模拟结果Fig.3 Simulation results of common mode and power supply rejection response图4 输入噪声响应特性模拟结果Fig.4 Simulation results of input noise response characteristics图6为本文所提出的OTA在单位反馈增益模式下的共模范围特性.当输入电压为0.1～0.4 V时，其具有线性范围，完全可以满足低频应用.图5 单位增益模式下大信号脉冲响应模拟结果Fig.5 Simulation resultsof large signal impulse response under unity gain mode图6 单位增益模式下输入共模范围模拟结果Fig.6 Simulation results of input common-mode range under unity gain mode2.2 性能比较表1对几种OTA的主要参数进行了对比，FOM1表示单位增益品质因数，FOM2表示转换速率品质因数.由表1可知，本文所提出的放大器在增益、噪声、单位增益频率(UGF)和电源抑制比(PSRR)方面均显示出更优的性能，品质因数(FOM)也高于其他OTA.其中，电源电压为0.5 V，FOM1和FOM2分别为109、231，均为其他OTA的两倍以上.另外，直流增益高达88 dB，而功耗仅为0.08 μW，远远低于其他OTA功耗.3 结论本文提出了一种低电压低功耗CMOS伪差分两级运算跨导放大器(OTA)，该放大器基于AB类拓扑结构，其中输入馈送到输入晶体管.为了避免低增益问题，在第二级放大器中采用正反馈技术提高了OTA的增益和稳定性，同时获得较小的电流及较大的跨导.与之前文献所提出的OTA相比，本文提出的OTA显示出更好的品质因数(FOM1和FOM2).同时，文中使用5 pF负载电容和0.5 V电源电压对OTA进行模拟，模拟结果显示，本文提出的OTA在35 kHz的单位增益频率下直流增益高达88 dB，相位裕量为62°.此外，输入参考噪声特性模拟结果显示，该OTA在低频下具有更好的闪烁噪声性能，且在1 kHz下的输入参考噪声有益于在生物医学中应用.该OTA在0.5 V电源电压下功耗为0.08 μW，远小于文献中其他OTA的功耗.表1 伪OTA与其他文献中的OTA模拟仿真结果对比Tab.1 Comparison in simulation results of pseudo-OTA and OTA in other literatures方法电源电压VCMOS技术直流开环增益dBUGFMHz相位裕量(°)压摆率(+/-)(V·μs-1)输入噪声(μV·Hz-1/2)CMRRdB本文0.50.18μm(双阱)88.0 0.035620.074/-0.0870.150(@1kHz)94.5(@1Hz)文献[9]0.550nm74.04.800493.4000.059(@1MHz)106.0(@5kHz)文献[5]1.0SOI45nm55.9656.00061500.000-63.0(@10kHz)文献[11]0.80.18μm(双阱)51.00.04065 0.1200.057(@1MHz)65.0(@1Hz)方法PSRR+dBPSRR-dB稳定时间μs负载电容pF总电流μA功耗μWFOM1FOM2本文84.5(@1Hz)110.5(@1Hz)160(0.01%)5.0 0.16 0.08109.0231.0文献[9]81.0(@5kHz)-0.53(0.1%)20.0200.00100.0048.034.0文献[5]60.0-0.07(1.0%)0.3620.00620.0031.724.2文献[11]---10.01.251.0032.096.0参考文献(References)：【相关文献】[1] Ragheb A N，Kim H W.Ultra-low power OTA based on bias recycling and subthreshold operation with phase margin enhancement [J].Microelectronics Journal，2017，47(3)：94-101.[2] Wang H J，Wang C H，He H Z，et al.A low-power voltage reference source based on sub threshold MOSFETs [J].Microelectronics Journal，2011，41(5)：654-657.[3] Shim J，Yang T，Jeong J.Design of low power CMOS ultra wide band low noise amplifier using noise canceling technique [J].Microelectronics Journal，2013，43(9)：821-826.[4] Akbari M，Hashemipour O.Enhancing transconductance of ultra-low-power two-stage folded cascode OTA [J].Electronics Letters，2014，50(21)：1514-1516.[5] 徐少波.一种基于信号处理的光纤液体温度传感器 [J].沈阳工业大学学报，2005，27(1)：77-79. (XU Shao-bo.An optical fiber liquid temperature sensor based on signal processing [J].Journal of Shenyang University of Technology，2005，27(1)：77-79.)[6] Gomez H，Espinosa G.55 dB DC gain，robust to PVT single-stage fully differential amplifier on 45 nm SOI-CMOS technology [J].Electronics Letters，2014，50(10)：737-739.[7] Garimella A，Furth P M.Frequency compensation techniques for op-amps and LDOs：a tutorial overview [J].Midwest Symposium on Circuits & Systems，2011(7)：1-4.[8] 薛超耀，韩志超，欧健，等.一种恒跨导轨对轨CMOS运算放大器的设计[J].电子科技，2013，26(9)：121-123.(XUE Chao-yao，HAN Zhi-chao，OU Jian，et al.A design of electronic technology，constant cross rail to rail CMOS operational amplifier [J].Electronic Science and Technology，2013，26(9)：121-123.)[9] Wu D，Gao C，Liu H，et al.A low power double-sampling extended counting ADCwith class-AB OTA for sensor arrays [J].IEEE Transactions on Circuits & Systems I：Regular Papers，2015，62(1)：29-38.[10]吴贵能，周玮.一种两级CMOS运算放大器电源抑制比提高技术 [J].重庆邮电大学学报(自然科学版)，2010，22(2)：209-213.(WU Gui-neng，ZHOU Wei.PSRR improvement technique for two-stage CMOS operational amplifier [J].Journal of Chongqing University of Posts and Telecommunications(Natural Science Edition)，2010，22(2)：209-213.)[11]田锦明，王松林，来新泉，等.一种新颖的OTA结构的数模转换器 [J].电子科技，2006(3)：13-16.(TIAN Jin-ming，WANG Song-lin，LAI Xin-quan，et al.A novel digital to analog converter with OTA structure [J].Electronic Science and Technology，2006(3)：13-16.)[12]Mirvakili A，Koomson V J.Passive frequency compensation for high gain-bandwidth and high slew-rate two-stage OTA [J].Electronics Letters，2014，50(9)：657-659.[13]Valero M，Celma S，Medrano N，et al.An ultra low-power low-voltage class AB CMOS fully differential opamp [J].IEEE International Symposium on Circuits & Systems，2012，57(1)：1967-1970.。
低压CMOS满幅度恒定增益运算放大器设计
低压CMOS满幅度恒定增益运算放大器设计1 引言随着便携式消费电子需求的日益增长，低压、低功耗设计已经成为集成电路设计的研究热点之一。
趋势表明[1]，电压的降低给模拟电路设计带来很大挑战。
就低压运放设计而言，一般传统采用互补差分对输入级以实现满幅度输入范围，然而，当电源电压低于vt.nmos+|vt.pmos|+vds，pmos-|vds，pmos|时，差分对会出现截止区，导致最小电源电压要高于2 个阈值电压与2 个过饱和电压之和。
0.35μm工艺下vt，nmos 的典型值为0.52v，vt，pmos 的典型值为-0.75v，则传统结构的最小工作电压只能在1.4v 左右。
为了避免采用复杂工艺实现电源电压低于1v 的运算放大器而增加产品成本。
见文献[2-4]的电路结构采用共模电平偏移的电路结构，箝位共模电平，在标准cmos 工艺下简单地实现了低电压运算放大器。
已有文献[2]采用pmos 差分对来实现电源电压为1v 的运算放大器，但由于vt，pmos 的典型值为-0.75v，使得前置反馈电路的工作电平范围为1-0.15v，几乎涵盖整个共模电平范围，运算放大器的稳定性降低，另外，该结构下的折叠式共源共栅结构也会受体效应的影响，影响增益的恒定性。
本文采用nmos 差分对结构，还对前置反馈电平偏移电路进行相应的改进，使电源电压降为0.9v 的同时，提高了增益的恒定性。
2 设计的基本思路基于前置反馈的电平偏移电路的设计如图1，vi+，vi- 的共模电平vi，cm 低于vref 时，通过反馈电路控制电流源获得适当的电流i，vin+，vin-的共模电平vin，cm 提升到vref，同时电阻传递完整的差模信号，再由vin+，vin-连接nmos 差分对来实现整体电路，如图1 所示。
3 运算放大器的具体实现反馈电路的实现如图2 所示，其反馈过程如下：vi+，vi-的共模电平vi，cm 降低时，vin+，vin-的共模电vin，cm 降低，此时idm1 减小，idm11 增大，vx 点的电位升高，idm8 增大，电阻的端电压增大，vin，cm 升高。
低压低功耗CMOS电流运算放大器的设计
基金项目:国家自然科学基金资助项目(60572026);四川省学术与技术带头人培养基金重点资助项目(Q024131103010018);西南交通大学科技发展基金(2006A05)低压低功耗CMO S 电流运算放大器的设计杜广涛,陈向东,梁恒,王红燕,彭建华(西南交通大学信息科学与技术学院电路与系统实验室,成都610031)摘要:设计了一种新型C MOS 电流反馈运算放大器结构,通过在输出端采用电阻反馈,增强负载能力,利用MOS 管实现串联电阻以消除补偿电容带来的低频零点。
使用015μm C MOS 工艺参数,PSPICE 模拟结果获得了与增益关系不大的带宽。
电路参数为:8017dB 的开环增益,266MH z 的单位增益带宽,62°的相位裕度,149dB 共模抑制比以及在112V 电源电压仅产生0182mW 的功耗。
关键词:低压低功耗;高共模抑制比;电流运算放大器;宽带中图分类号:T N722 文献标识码:A 文章编号:10032353X (2007)1120970205Design of CMOS CFOA with Low V oltage and Low Pow erDU G uang 2tao ,CHE N X iang 2dong ,LI ANG Heng ,WANG H ong 2yan ,PE NGJian 2hua(School o f Information Science &Technology ,Southwest Jiaotong Univer sity ,Chengdu 610031,China )Abstract :A new C MOS current 2feedback operational am plifier (CFOA )based on the adoption of the resistance connecting across was presented for im proving the drive capability 1PSPICE simulation results of the CFOA using 015μm C MOS process was obtained in a high slew 2rate as well as bandwidth gain 2independence.Circuit parameters are open loop gain 8017dB ,unit gain bandwidth 266MH z ,phase margin 62°,CMRR 149dB and power dissipation is only around 0182mW at 112V supply v oltage 1K ey w ords :low v oltage and low power ;high CMRR ;CFOA ;wide 2band1 引言由于便携式设备的大量使用需要低的功耗来延长电池寿命,为了降低功耗,就要降低电源电压[1]。
一种新型CMOS电流反馈运算放大器的分析与设计
收稿日期:2007 09 05; 定稿日期:2007 12 22基金项目:国家自然科学基金资助项目(60572026);四川省学术与技术带头人培养基金重点资助项目(Q024131103010018);西南交通大学科技发展基金资助项目(2006A 05)一种新型CMOS 电流反馈运算放大器的分析与设计杜广涛1,程 涛2,王胜强2,陈向东1(1.西南交通大学信息科学与技术学院,成都 610031;2.中国电子科技集团公司第二十四研究所;重庆 400060)摘 要: 通过加入对电源电压不灵敏的基准源产生偏置电流,采用M OS 管产生的电阻和MOS管电容串联的补偿结构,消除补偿电容带来的零点;并在输出端采用电阻反馈,降低了输出电阻,增强了带负载能力。
在1.5V 电压下,偏置约为1 A 。
基于BSM30.5 m CM OS 工艺,对电路进行了PSPICE 仿真。
负载为20pF 时,该电路获得了87dB 的开环增益,353MH z 的单位增益带宽,61 的相位裕度和132dB 的共模抑制比,功耗为1.24mW 。
关键词: 电流反馈运算放大器;单位增益带宽;CM OS;电流基准源中图分类号: T N432;T N722 文献标识码: A文章编号:1004 3365(2008)02 0284 05T o polo gy Ana lysis and Design of a N ovel C MO S C u rren t Feed ba ck O perational Amp lifierDU Guang tao 1,CH ENG T ao 2,WANG Shengqiang 2,CH EN Xiangdong 1(1.S chool of I nf ormation S cie nce &Te chnolog y ,S outh we st J ia otong Univ ersity ,Che ngd u,Sichu an 610031,P.R.China;2.Sichu an Institute of S olid S tate Circu its,China Electronic s T echn olog y Gr oup Corp.,Chongqing 400060,P.R.China)Abstract: A CM OS curr ent feedback operational am plifier w as desig ned based o n a cur rent reference source insensitive to power supply.Resistance f eedback w as used in the output stage t o impr ove its load dr iv ing capability.T he fr equency response propert y of t he amplifier w as impr oved by using co mpensation circuit co nsist ing of capacito rs and zer oing resisto rs.Results fr om PSP ICE simulat ion based o n BSM 30.5 m CM OS techno log y show that ,when dr iving a capacit ive load o f 20pF ,the cir cuit has an open loo p g ain of 87dB,a unity gain bandw idt h o f 353M H z,a phase marg in of 61 ,and a CM R R of 132dB,w hile consum ing 1.24mW o f po wer fro m a 1.5V supply.Key words: Cur rent feedback operatio nal amplifier;U nity g ain bandwidth;CM O S;Current r efer ence source EEACC : 1220;2570D1 引 言近年来,随着M OS 器件的广泛应用,基于互补CM OS 电路结构的电流反馈运算放大器(CFOA)由于理论上有无限制的转换速率和闭环工作时具有与增益无关的带宽,在高速A/D 和D/A 转换器、高速数据采集、视频、射频等高频高速电子系统中被广泛采用[1,2]。
低压低功耗运算放大器的设计
低压低功耗运算放大器的设计随着移动设备的普及和便携性的要求，对于电路设计的低压低功耗需求也日益凸显。
在移动终端、嵌入式系统和无线通信等领域，低压低功耗运算放大器成为了设计中的重要组成部分。
低压低功耗运算放大器的设计旨在实现在低电源电压下，同时保持较高的增益和带宽。
为了实现这一目标，设计师采用了一系列的技术和方法。
首先，采用了低功耗的晶体管和电流源。
晶体管是运算放大器的核心组件，其特性直接影响着整个电路的性能。
为了降低功耗，设计师选择了低功耗的晶体管，如互补金属氧化物半导体（CMOS）晶体管。
此外，通过优化电流源的设计，进一步降低了功耗。
其次，优化了电路的结构和拓扑。
在低压低功耗运算放大器的设计中，采用了一些常见的结构和拓扑，如差分放大器、共源极放大器等。
通过合理的布局和优化的电路结构，可以提高性能并降低功耗。
此外，采用了一些节能的技术。
例如，设计师可以利用自适应偏置电路，根据输入信号的大小自动调整电路的工作状态，从而降低功耗。
另外，可以利用电源管理技术，在电路不使用时自动关闭或降低电源供应，进一步降低功耗。
最后，进行了精确的仿真和优化。
在设计过程中，设计师进行了大量的仿真和优化工作，以确保电路在低压低功耗的条件下能够保持良好的性能。
通过精确的仿真和优化，设计师可以找到最佳的工作点和参数，提高电路的性能和功耗。
综上所述，低压低功耗运算放大器的设计是面向移动设备和嵌入式系统的一项重要工作。
通过采用低功耗的晶体管和电流源、优化电路结构和拓扑、应用节能技术以及进行精确的仿真和优化，可以实现在低电源电压下高增益和带宽的要求。
这将为移动设备和嵌入式系统的应用提供更好的性能和更低的功耗。
低相噪宽带CMOS集成电感电容压控振荡器的分析与设计
上海交通大学硕士学位论文低相噪宽带CMOS集成电感电容压控振荡器的分析与设计姓名：***申请学位级别：硕士专业：电路与系统指导教师：***20080101低相噪宽带CMOS集成电感电容压控振荡器的分析与设计摘要近几年无线通信系统的快速发展推动了低成本、低功耗CMOS无线收发机的研究与开发。
同时CMOS工艺的不断进步，使得无线收发机系统中大部分单元电路，如低噪声放大器、混频器以及中频滤波器等都能够片上实现。
无源器件——特别是片上电感和可变电容的品质的提高使得本机振荡器的单片集成也成为了可能。
本论文系统论述了电感电容压控振荡器的理论和实现，并且深入浅出的研究了压控振荡器设计中的许多关键技术。
论文首先介绍了压控振荡器的一般原理，对基于反馈系统和基于负阻能量补偿的两种振荡器分析方法进行了系统总结。
LC谐振回路是片上电感电容压控振荡器的最重要组成部分，我们重点就谐振回路中无源器件的片上实现进行了讨论，包括片上电感与可变电容的实现，并着重介绍片上平面螺旋电感的性能特点。
相位噪声是振荡器设计中最为重要的性能指标之一，论文中我们系统总结了两种常用相位噪声模型：线性时不变模型及其Lesson改进模型与相位线性时变模型，为低噪声压控振荡器的设计优化奠定了坚实的理论基础。
相对于窄带VCO，超宽带VCO设计更加困难，这主要体现振荡频率的变化会给VCO性能带来一些不利影响，甚至可能导致不能正常工作。
因此，我们还探讨了超宽带压控振荡器设计过程中的两个比较关键的设计考虑：首先介绍起振条件的频率相关特性，然后介绍振荡幅度的频率相关特性。
随后，我们马上给出了一个设计实例，采用互补型交叉耦合全差分LC VCO作为核心电路，通过二进制MIM电容阵列和MOS可变电容分别对频率进行粗调和细调，在TSMC 0.18mμ RF CMOS工艺下的实现了1.65～2.5GHz范围频率覆盖，电流消耗仅仅3mA 左右，并且具有不错的相位噪声性能。
最后我们还讨论了超宽带VCO 的应用层面的问题，介绍了自适应频率校准的思路以及AFC模块的详细定义，并给出了一个宽带VCO的veriloga模型。
低压低功耗CMOS振荡器的研究与设计
摘要21世纪被称为信息时代，信息和通信技术革命从上世纪开始方兴未艾，以电子技术为基础的无线电通信技术和信息技术已经逐步走向成熟，电子工业的进步给人类生活方式带来了天翻地覆的变化。
新一代的通信技术需要更大带宽的基带芯片，大数据时代处理更多的数据需要更强运算能力的处理芯片，这对集成电路的发展提出了新的要求。
作为电子设备中时钟源信号产生的重要模块，低压低功耗的高精度振荡器一直是国内外学者研究的重点之一。
本论文对工艺、电源电压和温度波动如何影响振荡器输出频率展开研究并提出提高时钟精度的方法,提出了两种不同结构的低功耗的张弛振荡器，在-40-80℃的温度范围内产生32.768kHz目标频率，两种振荡器输出时钟具有较小的温漂和较高的电源线性。
振荡器的性能如下：(1)基于反相器方案的张弛振荡器提出了一种全MOS(Metal Oxide Semiconductor)管PTAT(Proportional to Absolute Temperature)电流源，利用多级反相器和RC延迟单元构成反馈回路作为振荡器核心电路，通过局部电压调整电路为振荡器核心电路供电，实现电源与振荡器核心电路隔离，降低了电源电压波动对振荡器输出频率的影响，此外偏置电路中使用MOS管阈值电压的温度特性对反相器延迟时间的温度波动进行补偿，降低了温度对振荡器温漂特性的影响。
室温下，振荡器输出频率33.769kHz，相对频率变化在-0.049%-0.353%之间，在-40-40℃温度范围内，相对频率变化不超过±0.62‰；(2)基于比较器方案的张弛振荡器使用14nA低功耗PTAT电流源提供偏置，为提高时钟信号精度，对核心电路中电阻进行微调，并进行正负温度系数电阻匹配以降低电阻温漂，同时采用温度系数较小的MOM电容。
为了改善振荡器输出波形，比较器输出级后加入数字逻辑单元，对振荡器波形进行整形和分频，产生我们需要的目标频率。
室温下，PTAT偏置电流源输出14nA，振荡器在1V电源电压下功耗约130nW，产生32.768kHz稳定的时钟信号输出，在-40-80℃范围内温漂为0.14%/℃；电源电压在0.9-1.5V电压范围内稳定输出。
罗姆低噪声低输入偏置电压cmos运算放大器（op amp）低侧电流检测电路-瞬态响应仿真说明书
User’s GuideROHM Solution SimulatorLow Noise, Low Input Offset Voltage CMOS Operational Amplifiers (Op Amps)Low-Side Current Sensing Circuit –Transient Response simulationThis circuit simulates the transient response at the low-side current sensing with Op Amps. You can observe the fluctuation of the output voltage when the source or load current, or effectively the input voltage or shunt voltage, is abruptly changed. You can customize the parameters of the components shown in blue, such as VIN, or peripheral components, and simulate the low-side current sensing circuit with the desired operating condition.You can simulate the circuit in the published application note: Low-Side Current Sensing Circuit Design. [JP ] [EN ] [CN ]General CautionsCaution 1: The values from the simulation results are not guaranteed. Please use these results as a guide for your design. Caution 2: These model characteristics are specifically at Ta=25°C. Thus, the simulation result with temperature variancesmay significantly differ from the result with the one done at actual application board (actual measurement).Caution 3: Please refer to the Application note of Op Amps for details of the technical information.Caution 4: The characteristics may change depending on the actual board design and ROHM strongly recommend todouble check those characteristics with actual board where the chips will be mounted on.1 Simulation SchematicFigure 1. Simulation Schematic2 How to simulateThe simulation settings, such as parameter sweep or convergence options, are configurable from the ‘Simulation Settings’ shown in Figure 2, and Table 1 shows the default setup of the simulation.In case of simulation convergence issue, you can change advanced options to solve. Nothing is stated in the d efault statement in ‘Manual Options’. You can modify it.Figure 2. Simulation Settings and executionTable 1. Simulation settings default setup Parameters DefaultNoteSimulation TypeTime-Domain Do not change Simulation Type End Time1ms - Advanced options Balanced- Time Resolution EnhancementConvergence Assist- Manual Options --SimulationSettingsSimulateVINVOISOURCEVSOURCE1VSOURCE23Simulation ConditionsTable 2. List of the simulation condition parametersInstanceNameType ParametersDefaultValue Variable Range Units Min MaxVSOURCE1 Voltage Source Voltage_level12 free V AC_magnitude0.0 fixed V AC_phase 0.0 fixed ° VSOURCE2 Voltage SourceFor Op AmpVoltage_level5 free (Note1) V AC_magnitude0.0 fixed V AC_phase 0.0 fixed ° ISOURCE Current Source Initial_value 5 free A Pulse_value50 free A ramptime_initial_to_pulse1.0 fixed ns ramptime_pulse_to_initial1.0 fixed ns Start_delay 0.2 fixed ms Pulse_width 0.5 fixed ms Period1fixeds(Note 1) Set it to the guaranteed operating range of the Op Amps.3.1 ISOURCE parameter setupFigure 3 shows how the ISOURCE parameters correspond to the VIN stimulus waveform.Figure 3. ISOURCE parameters and its waveform4 Op Amp modelTable 3 shows the model terminal function implemented. Note that LMR1802G-LB is the behavior model for its low-side current sensing circuit, and no protection circuits or the functions not related to the purpose are not implemented.Table 3. LMR1802G-LB model terminals used for the simulationTerminals Description+INNon-inverting input -INInverting input VDDPositive power supply VSSNegative power supply / Ground OUTOutput (Note 2) This model is not compatible with the influence of ambient temperature.(Note 3) Use the simulation results only as a design guide and the data reported herein is not a guaranteed value.Start_delayPeriod(to the next falling edge)Ramptime_initial_to_pulsePulse_valueInitial_valueRamptime_pulse_to_initialPulse_widthVOVINISOURCE5 Peripheral Components5.1 Bill of MaterialTable 4 shows the list of components used in the simulation schematic. Each of the capacitors has the parameters of equivalent circuit shown below. The default values of equivalent components are set to zero except for the ESR ofC.You can modify the values of each component.Table 4. List of capacitors used in the simulation circuitType Instance Name Default Value Variable RangeUnits Min MaxResistor RSHUNT 1m 0.1m 1 ΩR11, R12 2 free kΩR21, R22 120 free kΩCapacitor C11, C12 150 free pF5.2 Capacitor Equivalent Circuits(a)Property editor(b)Equivalent circuitFigure 4. Capacitor property editor and equivalent circuitThe default value of ESR is 0.01Ω.(Note 4) These parameters can take any positive value or zero in simulation but it does not guarantee the operation of the IC in any condition. Refer to the datasheet to determine adequate value of parameters.6 Recommended Products6.1 Op AmpLMR1802G-LB : Low Noise, Low Input Offset Voltage CMOS Operational Amplifier. [JP] [EN] [CN]6.2 Shunt resistorPSR100 Series : High Power Ultra-low Ohmic Shunt Resistors [JP] [EN] [CN]Technical Articles and Tools can be found in the Design Resources on the product web page.NoticeROHM Customer Support Systemhttps:///contact/Thank you for your accessing to ROHM product informations.More detail product informations and catalogs are available, please contact us.N o t e sThe information contained herein is subject to change without notice.Before you use our Products, please contact our sales representative and verify the latest specifica-tions :Although ROHM is continuously working to improve product reliability and quality, semicon-ductors can break down and malfunction due to various factors.Therefore, in order to prevent personal injury or fire arising from failure, please take safety measures such as complying with the derating characteristics, implementing redundant and fire prevention designs, and utilizing backups and fail-safe procedures. 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一种极低功耗运算放大器的设计与仿真
文章编号:1673 0291(2011)02 0072 04一种极低功耗运算放大器的设计与仿真骆 丽,蔡晓伟,宫 琦(北京交通大学电子信息工程学院,北京100044)摘 要:为了满足低电压低功耗的应用需求,本文利用MOSFET 在亚阈区的超低功耗特性,实现了一种带共模反馈的亚阈运算放大器.该亚阈运算放大器结构简单,采用TSMC 0 18 m 工艺实现,且工作于1 2V 电源电压下.通过Synopsys Hspice 仿真,结果表明,该电路在输出负载为0 5pF 时直流增益为70 97dB 、单位增益带宽6 346MHz 、相位裕度85 76 、正负压摆率分别为3 58V/ s 和-3 58V/ s,功耗仅为4 80 W.关键词:极低功耗;亚阈;运算放大器;直流增益;单位增益带宽;相位裕度;压摆率中图分类号:TN495 文献标志码:ADesign and simulation of an ultra low power operation amplifierL UO Li ,CAI X iaow ei ,G ON G Qi(Schoo l of Electronics and I nformation Engineer ing ,Beijing Jiaotong U niversity,Beijing 100044,China)Abstract:T o meet the requirements of low voltage and low power,a sub threshold operation amplifier (op amp)w ith common mode feedback is designed,using the ultra low power feature of MOSFET w hich w orks in sub threshold region.T he sub threshold op amp is implemented under TSMC 0 18 m process w ith a single 1.2V supply and simulated by Sy nopsys Hspice.The simulation results show that the sub threshold op amp w hth a 0.5pF output load has a DC g ain of 70 97dB,a unity gain bandw idth of 6 346MHz,a phase m argin of 85 76 ,positive and negative slew rate of 3 58V/ s and -3 58V/ s respectively,and its power consumption is only 4 80 W.Key w ords:ultra low pow er;sub threshold;operation amplifier;DC gain;unity g ain bandwidth;phase margin;slew rate收稿日期:2010 08 30基金项目:国家自然科学基金资助项目(60976024)作者简介:骆丽(1966 ),女,四川资阳人,教授,博士.主要研究方向为低功耗集成电路设计.email:lluo@.近几年来,随着便携式设备(如M P3播放器、手机、数码相机和笔记本电脑等)的广泛普及,在电池容量增加较为困难的背景下,为了提高设备的续航能力,就需要降低电路的功耗,其中最主要就是降低电路中芯片的功耗[1].对于模拟电路来说,运算放大器是最重要的基本单元,模拟电路低功耗的实现很大程度上取决于运算放大器的功耗.运算放大器低功耗设计的方法有很多,大多集中在对电路结构和参数上的改进[2 3],但这样通常会增加电路的复杂度,并且对功耗的降低也并非特别明显.从文献[4]可知,当M OSFET 工作在亚阈区时,其漏极电流仅为nA 级,因此本文作者采用将MOSFET 偏置在亚阈区的方法,设计了一个带共模反馈的亚阈运算放大器.电路中除共模反馈模块外,所有晶体管均工作在亚阈区,通过Synopsys Hspice 仿真结果表明,其功耗仅为4 80 W.1 MOSFET 亚阈区小信号模型MOSFET 的亚阈区是指当晶体管的栅 源电压V GS 低于阈值电压V t ,但又足够大以使得在硅表面产生一个耗尽层时的工作区域.当给工作在亚阈区的M OSFET 漏 源两端加上电压偏置后,少子就会第35卷第2期2011年4月北 京 交 通 大 学 学 报JOU RN AL O F BEIJIN G JIAOT O NG U N IV ERSI T YV ol.35N o.2Apr.2011发生扩散运动,产生漏极电流,也就是亚阈值电流,其数学表达式为[4]I DS =I S0eV GS -V t nV T1-e-V DS V T(1)式中:V T =kT /q 为热电压当量;n =1+C d /C ox 为亚阈值斜率因子(Sub T hreshold Slope Factor);C d 为耗尽层电容;V DS 为漏 源电压;I S0为V GS =V t 时的亚阈值电流,其表达式为I S0= n C oxW L(n -1)V 2T (2)由式(1)可知,当V DS >4kT /q (在温度T 为300K 时4kT /q 约为100mV)时,漏极电流将饱和,这一点与MOSFET 工作在强反型区不同.其实亚阈区的漏极电流并不是只有亚阈值电流,还有其他类型的漏电流,如栅极泄漏电流、栅极感应漏极泄漏电流GIDL 和反偏二极管泄漏电流等形式的漏电流,但是这些电流都比亚阈值电流要小得多,因此在亚阈区时可以忽略[5].关于MOSFET 亚阈区的小信号模型,文献[5]提出了一种适用于低电压和低电流设计的EKV 亚阈等效电路,但是这种电路与文献[6]中的经典强反型区等效电路有较大的区别.为了方便电路的亚阈区设计,减少手算的繁琐度,本文参照亚阈值电流式(1)和式(2),对强反型区等效电路中的参数[6]进行修正,提出了MOSFET 亚阈区小信号等效电路如图1所示.图1 MOSFET 亚阈区等效电路Fig.1 M OSFET sub threshold reg ion equivalent circuit图中,G 、D 、S 分别为M OSFET 的栅极、漏极和源极,g m s 为M OSFET 处于亚阈区的饱和状态时的跨导,r os 为MOSFET 处于亚阈区的漏 源等效电阻,经过推导可得g ms =I S0eV GS -V t nVT1-e -VDS V T1nV T =I DS nV T(3)r os =V T I S0e -V GS +V t +n V DSn V T(4)与工作在强反型区等效电路中的跨导g m 和输出电阻r o 一样,g ms 和r os 影响着亚阈电路的许多特性,如放大器的电压增益、频域特性等[5 6].2 亚阈运算放大器运算放大器结构的种类有很多,如套筒式共源共栅、折叠式共源共栅、两级运放和增益提高运放等结构[6].本文所设计的亚阈运算放大器采用的电源电压为1 2V,属于低电压设计,虽然套筒式共源共栅结构的增益较大,但是由于自身结构的限制,其输出电压的摆幅很小.由于亚阈电路的工作电流仅为nA 级,因此电路中各节点的输出电阻非常大,这将严重影响整个电路的带宽,如果再采用多级运放结构或者是增益提高技术来提高运放的增益,这将使得整个运放的带宽变得非常窄.为了在增益与带宽之间做出折衷,本文所设计的亚阈运算放大器的结构采用的是单级的折叠共源共栅结构.由于运放的输出为差分输出,因此电路中还引入了共模反馈电路CMFB(Common Mode Feedback)来稳定运放输出的共模电平,亚阈运算放大器的整体电路如图2和图3[7]所示.图2 折叠共源共栅亚阈运算放大器F ig.2 Folded cascode sub thresho ld operation amplifier图3 开关电容共模反馈电路Fig.3 Sw itched capacito r common mo de feedback cir cuit如图2所示的折叠共源共栅亚阈运算放大器为单级结构,采用PMOS 作为输入差分对,以实现高增益与低噪声,而折叠点处的共栅结构采用NMOS,相比于PMOS 管具有更小的尺寸,对应的极点位置也更高,相位裕度也就更好.差分输入V i nn 和V inp 从PMOS 差分输入对M1、M2输入后,经共栅对M8、M9后输出.其中,M3、M10和M11为电流镜偏置,为整个亚阈运放提供偏置电流;M4、M5、M6和M7组成共源共栅结构的有源负载,用以提高亚阈运放的增益;73第2期 骆 丽等:一种极低功耗运算放大器的设计与仿真V B 1、V B2和V B3为偏置电压输入端,由基准电压偏置电路提供;而V CMFB 为如图3所示的共模反馈电路提供,用来控制M10、M11的栅极电压,以调节亚阈运放输出V outn 和V outp 的共模电平.整个亚阈运算放大器的开环增益为A v =G m R out(5)式中:G m 为亚阈运放的总跨导;R out 为亚阈运放的总输出电阻.假设电路的负载为空载,而从M6或M 7看进去的电阻为R out1,从M 8或M 9看进去的电阻为R out2,则R out =R out 1//R out2(6)由于R out1=r os6,7(1+g ms6,7r os4,5)(7)R out2=r os8,9(1+g m s8,9r os10,11)(8)其中g ms 和r os 表达式见式(3)、式(4).将式(7)和式(8)代入式(6)可得整个亚阈运放的输出电阻为R out =r os6,7(1+g ms6,7 r os4,5)//r os8,9(1+g ms8,9 r os10,11)(9)而整个亚阈运放跨导即为输入差分对管跨导,即G m =g ms1,2(10)所以亚阈运放的开环增益为A v =g m s1,2 [r os6,7(1+g ms6,7 r os4,5)//r os8,9(1+g m s8,9 r os10,11)](11)由于运放的输出端接有开关电容共模反馈电路,该节点的等效电容与电阻都比电路中其他节点的等效电容电阻要大,因此整个亚阈运放的主极点为f p =1/2 R out C L(12)其中C L 为运放的负载电容.在M 4/M 5与M6/M 7的节点处、M8/M10与M 9/M 11的节点处也都存在着寄生极点,这些寄生极点的频率远大于主极点,对亚阈运放带宽的影响较小.由于全差分运放的输出共模电平不能由输入的共模电平通过反馈来固定,因此需要设计单独的输出共模反馈电路CMFB.本文采用的是如图3所示的开关电容共模检测反馈电路,该电路需要额外的非交叠时钟CLK1和CLK2,具有良好的线性度和平衡性,且不消耗静态功耗,因此适合于超低功耗应用.如图3所示,V out n 和V outp 为亚阈运放的差分输出,V CMFB 为电路的反馈控制电压输出,V CM 为参考共模电平,V B4为偏置电压输入,由偏置电路提供,CLK1和CLK2由非交叠时钟产生电路产生[8].下面就其工作原理进行分析:1)当CLK1为低电平、CLK2为高电平时,M 11、M12和M 13截止,M 14、M 15和M 16导通,电容C1、C2两端的电压恒定不变,而C3、C4两端电压调整为(V CM -V B4)2)当CLK1为高电平、CLK2为低电平时,M 11、M 12和M13导通,M14、M15和M16截止,电容C1、C2、C3、C4上的电荷将重新分配,根据电荷守恒,可以计算出V CMFB 的电压为V CMFB =V outp -V out n2-V CM +V B4(13)在理想情况下,当经过无数个时钟周期后,输出端的共模电平将稳定在V CM ,即(V out p -V outn )/2=V CM(14)使得V CM FB 也稳定在V B4.由于开关电容共模检测反馈电路的引入,使得亚阈运放的负载电容C L 增大,这将改善运放的相位裕度,但同时也会使运放的带宽变窄.3 仿真结果在电源电压为1 2V 下,采用TSMC 0 18 m 工艺对所设计的亚阈运算放大器进行仿真.当输入V i np 为0 6V,对V inn 从0 59~0 61V 进行直流扫描,可得亚阈运放的直流传输特性曲线如图4所示.图4 直流传输特性曲线Fig.4 DC.transfer character istic curve从仿真结果可得出差分输出端所对应的输入失调电压分别为:V OSn =1 88 V 、V OSp =-1 84 V.当亚阈运放的负载为0 5pF 时,运放的频域特性如图5所示,运放的中频增益为70 97dB,单位增益带宽为6 346MHz,相位裕度为85 76 .在亚阈运放的差分输入端分别输入相位相反、幅度为0~1 2V 的阶跃信号,并对其进行瞬态仿真,在差分输出端得到的响应如图6所示,由此计算可得运放的正压摆率SR +和负压摆率SR -分别为SR +=3 58V/ s,SR -=-3 58V/ s除共模反馈电路外,亚阈运算放大器的所有MOSFET 都工作在亚阈区,静态工作电流为nA 级,工作速度慢,故相对工作在强反型区的运算放大器来说,亚阈运放的压摆率很低.本文同时还对负载为1pF 的情况进行了仿真,其结果与负载为0 5pF 的结果对比见表1.当亚阈运放的负载电容增大时,单位74北 京 交 通 大 学 学 报 第35卷图5 亚阈运放的频域响应Fig.5 F requency response of sub thresholdoperationamplifier图6 亚阈运放的瞬态响应Fig.6 T ransient response of sub thr esholdoperation amplifier增益带宽和压摆率都变差,而相位裕度则是改善了.表1 亚阈运算放大器仿真结果T ab.1 Simulation r esults of sub threshold operation amplifier负 载0 5pF 1pF 中频增益/dB 70 9770 97单位增益带宽/M Hz 6 3463 317相位裕度/( )85 7687 84压摆率/(V/ s)-3 58~3 58-1 89~1 88当共模反馈电路的控制时钟CLK1和CLK2的频率为50MH z 时,反馈电压V CM FB 的输出瞬态波形如图7所示.可以看出,V CMFB 在1 s 内达到平衡,并根据输出共模电平偏离V CM 的程度上下波动,其中平衡电压为V B4的电压值0 41V.图7 V C MFB 的瞬态响应F ig.7 T ransient r esponse of V CMFB4 结束语本文作者利用了MOSFET 在亚阈工作区功耗低的特性,实现了一个带共模反馈,并且功耗仅为4 80 W 的运算放大器电路功耗比其在强度型区要小很多(一般为mW 级)[9].通过仿真结果表明,所设计的运算放大器适合应用于低电压、低功耗的电路.参考文献(References):[1]Zhang Chuang.T echniques for low po wer analog,digitaland mix ed signal CM OS integrated cir cuit design [D ].Louisiana State U niversity,Baton Roug e,U SA ,2005.[2]Chen C,Sarrafzadeh M.Simultaneous voltag e scaling andg ate sizing for low pow er design[J].I EEE T ransactio ns on Circuits and Systems,II :Analog and Dig ital Signal Pro cessing ,2002,49(60):400-408.[3]K im C H,Roy K.Dynamic VT H scaling scheme for act iveleakag e pow er reduct ion[C] Proceedings of Design,A u tomat ion and T est in Eur ope Conference Ex hibit ,2002:163-167.[4]L iu Weidong,Jin Xiaodong,Xi Xuemei,ed 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odern Electronic T ech nique,2007,(24):191-19375第2期 骆 丽等:一种极低功耗运算放大器的设计与仿真。
低压低功耗CMOS基准参考源的设计
低压低功耗CMOS基准参考源的设计低压低功耗CMOS基准参考源的设计摘要：本文针对低压低功耗CMOS基准参考源的设计进行详细讨论。
首先，介绍了基准参考源的重要性及其在现代电子设备中的应用。
接着，探讨了低压低功耗CMOS技术的特点和优势。
然后，详细讲解了低压低功耗CMOS基准参考源的设计原理和关键技术。
最后，结合实际案例，对设计结果进行了验证和分析。
1. 引言随着电子技术的不断发展，电子设备对于基准参考源的要求也越来越高。
基准参考源是电子设备中用来产生稳定的参考电压或电流的重要元件，其精度和稳定性直接影响着整个电子系统的性能。
低压低功耗CMOS基准参考源的设计就成为了当前研究的热点之一。
2. 低压低功耗CMOS技术的特点CMOS技术是当前集成电路制造中常用的技术之一。
低压低功耗CMOS技术具有以下几个特点：（1）低功耗：由于其工作电压较低，能够降低功耗，延长设备的使用寿命。
（2）低电压：低功耗CMOS技术适用于低电压电源环境下的电子设备，使得设备更加节能。
（3）容错性强：低压低功耗CMOS电路对于电源电压波动具有较强的容错能力，保证了其稳定性和可靠性。
3. 低压低功耗CMOS基准参考源的设计原理低压低功耗CMOS基准参考源的设计主要基于以下原理：（1）反馈环路原理：通过将输出信号与参考电压进行反馈，通过比较、放大和稳定电路来实现基准电压的输出。
（2）温度补偿原理：由于温度的变化会对基准电压造成较大的影响，因此需要采用温度补偿电路来保证参考电压的稳定性。
4. 低压低功耗CMOS基准参考源的关键技术低压低功耗CMOS基准参考源的设计需要重点关注以下几个技术：（1）高精度电流源：通过采用高精度的电流源来保证基准电压的稳定性和准确性。
（2）温度传感器：通过温度传感器获取环境温度，并实时调整基准电压，以提高温度补偿效果。
（3）低功耗放大器：采用低功耗放大器来实现对基准电压的放大和稳定。
（4）电源管理电路：为低压低功耗CMOS基准参考源提供可靠的电源管理，以保证其正常工作。
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低压低耗宽带CMO S电流反馈运放仿真设计张静,成立,倪雪梅,张雷,周洋,王振宇(江苏大学电气与信息工程学院,江苏镇江212013)摘要:设计了一种低压、宽带C M OS电流反馈运算放大器(CFOA),它可以实现轨到轨的输入/输出,同时具有较大的电流驱动能力。
采用0125μm C M OS工艺参数,对所设计的CFOA进行了PSPICE仿真,结果表明,该CFOA可工作在±0175V的电源电压、304μA的总待机电流下,电路的通频带宽度为120MH z,输出驱动电流为±1mA,因而可用于低压、较大驱动电流的应用场合。
关键词:电流反馈运算放大器;低压;可变增益放大器;C M OS器件中图分类号:T N722 文献标识码:A 文章编号:10032353X(2009)0920895204Simulation of Low2V oltage Low2Consumption and Wide2B andCMOS Current Feedback Operational AmplifierZhang Jing,Cheng Li,Ni Xuemei,Zhang Lei,Zhou Y ang,Wang Zhenyu(Institute o f Electricity and Information,Jiangsu Univer sity,Zhenjiang212013,China)Abstract:A low2v oltage,wide2band C M OS current feedback operational am plifier(CFOA)was presented1The realization nearly allows rail2to2rail input/output operation1Als o it can provide large2drive2 current1The CFOA is simulated by0125μm C M OS technology and the results show that it can operates at supply v oltages of±0175V with a total standby current of304μA,and it exhibits a bandwidth of120MH z and a drive current of±1mA1The CFOA is suitable for low2v oltage and large2drive2current systems1 K ey w ords:current feedback operation2am plifier;low2v oltage;variable gain am plifier;C M OS device EEACC:12200 引言近年来,人们越来越关注低电压下集成电路(IC)的设计课题,主要是因为便携式电子产品要求降低功耗,以延长电池的供电时间。
而电流反馈放大器(CFOA)作为IC的重要单元,正在成为国内外研究热点之一。
20世纪80年代末,基于互补双极型工艺发展起来的CFOA从根本上改变了传统电压反馈放大器的电路结构。
由于CFOA在理论上有很高的转换速率,并具有闭环带宽与增益无关的特性,所以在高速A/D、D/A转换器、视频、射频和高速数据采集等系统中广为应用。
CFOA是一种具有与传统电压模式放大器,完全不同的拓扑结构和工作原理的放大电路,其性能优于传统的电压反馈放大器(VFOA)。
当CFOA闭环工作时,由于其反相输入端的反馈量是电流,所以它是一种带有输入电压缓冲级的互阻放大器,其开环增益量纲为“kΩ”。
CFOA与传统的电压反馈运算放大器相比,最突出的优点是CFOA输入级摒弃了差动电路,而采用互补源极跟随器,同时CFOA不存在增益带宽积的限制,因此在要求高速、宽带的场合常用CFOA代替VFOA[124]。
为了满足高速通信系统和数据采集系统的应用需要,设计了一种低压、宽带的CFOA。
集成电路设计与开发Design and Development of ICdoi:1013969/j1issn110032353x120091091018基金项目:国家“863”计划引导项目(2006AA10Z258)1 C MOS 电流反馈运放的设计111 电路描述图1为所设计的CFOA 的拓扑结构,图中有两个差分对管:M 1、M 2和M 3、M 4;两个匹配的电流源M OS 管M 5、M 6;由M OS 管M 7、M 8、M 9组成共射2共基极电流镜;两对源极跟随器M 10、M 11和M 12、M 13;M 5、M 6流过等值偏流I B ,且M 10、M 11和M 12、M 13对输入电压产生漂移电压,它作用于M 11、M 13。
所有M OS 管都工作在饱和区;对M 10和M 12加上电压U C 来控制偏移量,U Y 和U X 是源极跟随器输出电压,由电路图可以求出U Y =U Y +(V DD -U C )(1)U X =U X +(V DD -U C )(2)图1 低压电流反馈运算放大器Fig 11 Low v oltage C M OS CFOA 图1电路分析如下:U Y 、U X 与负电源电压V SS 有如下关系:V SS ≤U Y ,U X <2U TH +V SS ,U TH 为M OS 管开启电压,所以电流源M 5、差分对管M 3和M 4截止。
M 1和M 2差分对、偏置电流源M 6可显示出整个电路的大信号及小信号传输特性,在中间区域(2U TH +V SS ≤U Y ,U X <U C +2U TH -2V DD ),M 1、M 2和M 3、M 4输入对能反映出上述大、小信号传输特性。
当U Y 、U X 接近于正电源电压V DD 时,U C +2U TH -2V DD ≤U Y ,U X ≤V DD ,电平移动器件M 10和M 12截止。
因此,只有差分对M 3和M 4、偏置电流源M 5反映大信号、小信号传输特性,才能保证CFOA 轨对轨的运行[5]。
112 电路分析图1CFOA 输入级要求X 端为低输入阻抗,因此合适的缓冲电路应满足这一条件,并能提供轨对轨的摆动范围。
M 14～M 20用以实现必需的缓冲作用并增大轨对轨的摆幅。
M 14、M 15形成X 端的推挽式输出级。
M 16、M 17是电平移动M OS 管,并为M 15提供合适的偏压。
M 14、M 15的推挽作用可降低功耗。
为了减小输出级的交越失真,M 14和M 15须导通。
通过设置M 20合适的栅极电压,并用M 14、M 15栅极电位的移动来完成,整个电路备用功耗P S B 由双电源提供,即P S B =2V DD (4I S B +4I B +4I Bsh +2I Bl )(3)式中2I Bl 是流过电平移动M OS 管M 16、M 17的电流,选择小功率M OS 管M 16、M 17来保持弱电流。
AB 类功放输出级可提高电路的效率。
M 14和M 21的栅2漏极电容(实际上是密勒补偿电容),确保在所有负载状况下都有良好的瞬态响应。
M 7和M 8使流过M 1和M 3的电流与M 2和M 4的电流相等。
由于匹配差分对,使其流过同一电流,所以U X =U Y(4)如图1所示,源极跟随器由M 21、M 22组成。
它把X 端电流传送到Z 端电流。
在Z 和O 端之间须有一个合适的缓冲器。
它类似于Y 和X 端之间的缓冲器,由M 23、M 39组成,因此U O =U Z(5)所设计的CFOA 差分输入级为一对偶电路,即当输入级M OS 管M 1～M 6改成PM OS 管时,电流源M 7～M 9、偏置电路M 10～M 12就改为NM OS 管,反之亦然。
在小信号条件下,当两个差分输入级都处于合适的工作状态时,就可获得开环增益T (s ),即张静 等:低压低耗宽带C M OS 电流反馈运放仿真设计T (s )=g m11×(r ds11∥r ds10)1+g m11×(r ds11∥r ds10)g m1+g m3×(r ds7∥r ds1∥r ds3)×g m14×(r ds14∥r ds15)(6)式中:g m i 是跨导;r ds i 是漏2源极电阻;i 是M OS 管数目。
电流反馈环节使Y 和X 端之间的闭环电压增益为[6-7]A u (s )=U X (s )/U Y (s )=[1+(1/T (s ))]21(7);由式(7)可见,T (s )趋于无穷大,A u (s )趋于1。
2 仿真结果在电源电压±0175V 下,采用台积电(TS MC )C M OS 工艺参数,对所设计的CFOA 电路进行了PSPICE 仿真实验。
M OS 管的宽长比设计见表1。
实验结果为,当CFOA 具有不同的电压增益时,其输出电压摆幅U op 2p (实验时电压分别为7、5、12、23V )如图2所示。
由图可见,输入电压适用于同相端输入端Y,输出电压在O 端获得;反相输入端外接电阻为2kΩ,而Z 端外接电阻R f 即为反馈电阻,如图2曲线下方闭环电流反馈运放电路中所示。
引入电流反馈的目的是稳定输出电流,拓宽频带,抑制干扰和噪声等,以改善C M OS 电流反馈运放电路诸方面的性能。
考虑到反馈电阻R f 的阻值太小,反馈效果不明显,但阻值太大,功耗又有明显增大,所以R f 阻值分别取为1、2、4、8kΩ,以获得4种不同的闭环电压增益。
表1 MOS 器件的高宽比T ab 11 MOS transistor aspect ratiosM OS 器件W /μmL /μmM 1～M 4,M 23,M 24,M 26,M 27200125M 5,M 6,M 25,M 2851250125M 10～M 13,M 32～M 351400175M 7～M 9,M 29～M 311130175M 18,M 14,M 21,M 38294315M 16,M 17,M 36,M 3711M 19,M 15,M 20,M 22,M 3991315图2 CFOA 为基础的可变增益放大器输出电压Fig 12 Based variable gain amplifier output v oltage图3显示了当输入电压U Y 等于零时,X 端的偏移电压的变化与流过X 端的输入电流I X 的变化关系。
由图可见,它们之间近似成线性关系,随着输入电流I X 增加,X 端偏移电压也随之增加。
偏移电压小于20mV 。