电流模式环路的调节
第三节 开关电源电压型控制和电流型控制基本原理
电压型控制的优点
• 1。单环控制，易于设计和分析； • 2。噪声裕量大； • 3。多路输出时，交叉调节性能好。
负载
0
x
PWM比较器 + C1 z=xy
R3
PI调节器
X为误差信号
+
Vref
将前面各个环节的传递函数代入上述控制系统，并进行 归一化后可以得到博德图。从博德图可知，电压模式控 制的开关电源，其稳定性和动态特性之间的矛盾比较突 出。（参阅教材和参考书得到此问题的详尽解释）
电压型控制的过电流保护形式 及其常用控制芯片
一、电压控制模式和电流控制模式
开关电源的控制模式分为：电压控制模式（Voltage Mode Control)和电流控制模式(Current Mode Control)两种。 电压控制模式：仅有一个输出电压反馈控制环。 电流控制模式：输出电压反馈控制外环和电流控制内环。 电流控制模式分类：峰值电流、滞环电流和平均电流控 制模式三种。
t=0
Qs =
π ( M1 − M 2 + 2M c )
2( M 1 + M 2 )
, 通过合理选择 M c，就可以使 Qs > 0,
MC − M2 n ] e0 从而保证系统的稳定。 此时误差en = [ M C + M1
峰值电流控制的优缺点及其 集成电路芯片
优点：（1）系统得稳定性增强，响应速度快（能够直接将干
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
一、引言
电流模式控制（CMC）是一种新型的控制技术，越来越多地应用于调节系统。
它一般用于控制半导体变换器，例如反激变换器，称为电流模式控制反激变换器（CMC-M）。
CMC-M具有一定的优势，如精确控制、稳定性好、宽调节范围和低纹波等。
但是，由于反激变换器的结构，CMC-M的反馈环路设计非常重要，而且很多因素需要考虑，如反馈环路延迟、负载变化、快速反应和频率响应等。
因此，在CMC-M中，反馈环路的设计工作是重中之重。
本文旨在探讨电流模式控制反激变换器反馈环路的设计。
二、反馈环路延迟
由于CMC-M的控制结构，反馈环路延迟是一个重要问题，影响变换器的稳定性以及调节器的性能。
一般来说，存在反馈延迟会导致控制系统失去稳定。
因此，在实际的应用中，需要减小反馈延迟，以保证CMC-M系统的稳定。
反馈延迟主要取决于反馈环路器件的选择，一般来说，使用低延迟的放大器能够减小反馈延迟，从而提高系统的稳定性。
另外，还可以使用回路增益降低反馈环路延迟，确保系统的稳定性。
三、负载变化
在CMC-M系统中，负载变化也是一个重要因素，它会影响变换器的性能。
降压式DC-DC转换器中的恒定导通时间谷值电流模式控制
降压式DC-DC转换器中的恒定导通时间谷值电流模式控制newmaker恒频峰值电流控制方案使用两个环路从高输入电压产生低输出电压，分别是电压外环和电流内环。
在控制信号和输出信号之间存在最小相移，由此可以实现简单的补偿。
测量流过NMOS主开关的电感电流的典型方法是，当NMOS主开关导通时检测NMOS主开关上的压降，或者检测输入端和主开关的漏极之间的串联电阻上的压降。
在这两个检测方案中，电感电流检测过程中出现在开关节点上的寄生效应均能引发激振现象，因此在测量电感电流之前必须等待一段时间，即消隐时间。
在低占空比操作过程中，这使得主开关建立并保持导通的时间变少。
图A示出了主开关上的电感电流和电流感测信号，其由消隐时间和导通时间构成图A. 消隐时间指使用固定频率的峰值电流模式控制方案的降压降转换器中的主开关所能实现的最小导通时间在低占空比操作过程中，即在输出电压比输入电压小很多时，主开关的导通总是由内部时钟控制的，而且与反馈回路无关，因此存在最小导通时间，其将电路操作限制在较高的开关频率。
而且，由于建立时间的限制，在脉冲不够宽时不能感测电流。
消隐时间决定了主开关的导通时间，仅有很少的时间可用于电流感测。
在诸如手机和媒体播放器的便携式应用中，DSP内核需要0.9 V的输出电压。
为了减小电感的尺寸以及解决方案的整体尺寸，应使用较高的开关频率。
但是如果使用该控制方案，则在使用较高的开关频率时，很难由较高的输入电压生成低占空比的电压。
后沿调制控制方案的第二个缺点是其较差的瞬态响应。
图B示出了针对负载电流的正向变化和负向变化的瞬态响应的典型波形。
便携式应用中，在降低输出电容器的尺寸和成本的同时必须能够实现很快的瞬态响应。
在输出端出现负载电流的正向阶跃增加时，输出响应可能延迟一个时钟周期。
在负载电流的负向阶跃减小的情况中，转换器强行给出最小宽度高边导通时间，其由电流控制环的速度确定。
因此在负向负载瞬态变化的过程中，不可能实现最小延迟响应，而且还将发生严重的过冲和下冲瞬态现象。
开关电源电流控制模式工作原理
开关电源电流控制模式工作原理1. 电流控制模式简介开关电源的电流控制模式是一种常见的控制方法，主要用于稳定和调节电源的输出电流。
通过检测电源的输出电流并对其进行相应的调节，可以确保输出电流保持在一个预设的范围内。
这种控制模式在各种电子设备和系统中得到了广泛应用，如计算机、通信设备、医疗设备等。
2. 反馈环路组成电流控制模式的开关电源通常包含一个反馈环路，用于将输出电流与预设值进行比较，并根据比较结果进行调节。
反馈环路主要由电流检测器、误差放大器、调节器、PWM比较器和开关管等元件组成。
3. 误差放大器误差放大器是反馈环路中的一个关键元件，用于放大输出电流与预设值之间的误差。
误差放大器的输出与输入成比例关系，当输出电流偏离预设值时，误差放大器的输出会相应地增加或减小，以驱动调节器进行相应的调节。
4. 调节器调节器是反馈环路中的另一个重要元件，它通常采用PID（比例-积分-微分）控制器或类似的控制器。
调节器接收误差放大器的输出信号，并根据预设的控制参数（如比例系数、积分系数和微分系数）计算出一个控制信号。
该控制信号用于调节PWM比较器的输出，从而控制开关管的通断时间。
5. PWM比较器PWM比较器是开关电源中的另一个关键元件，它根据调节器输出的控制信号和振荡器输出的三角波信号进行比较，产生一个脉宽调制信号。
该信号的脉冲宽度与控制信号的大小成比例关系，从而控制开关管的通断时间，进而调节输出电流的大小。
6. 开关管控制开关管是开关电源中的主要执行元件，用于控制电源的通断。
在电流控制模式下，开关管的通断时间由PWM比较器输出的脉宽调制信号控制。
当脉宽调制信号为高电平时，开关管导通，电能输出到负载；当脉宽调制信号为低电平时，开关管关断，停止电能输出。
通过调节脉宽调制信号的占空比（即高电平时间占一个周期的比例），可以调节输出电流的大小。
7. 输出电压调整在某些情况下，开关电源需要具备输出电压调整功能。
通过在反馈环路中引入输出电压检测和相应的调节机制，可以实现对输出电压的稳定和调节。
pfc电流控制环路
pfc电流控制环路PFC电流控制环路PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）电路是现代电子设备中常用的一种电路，其作用是校正设备输入电流的功率因数，使其接近于1，并且减少谐波电流的产生。
在本文中，将重点介绍PFC电路中的电流控制环路。
电流控制环路是PFC电路中的一个重要组成部分，它主要负责对输入电流进行实时监测和调节，以确保输出电流稳定和功率因数接近于1。
在PFC电路中，常用的电流控制环路有两种类型：电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制是一种基于电流反馈的控制方法，它通过对输入电流进行实时监测，并与参考电流进行比较，然后调整开关管的导通时间，以实现输出电流的稳定。
在电流模式控制中，通常采用电流反馈回路和PID控制器来实现对输入电流的控制。
电流反馈回路可以通过电流传感器来实现，它能够将输入电流转换为电压信号，并反馈给控制器进行处理。
PID控制器则根据电流反馈信号和参考电流之间的差异来调整开关管的导通时间，以达到输出电流稳定的目的。
电压模式控制是一种基于电压反馈的控制方法，它通过对输出电压进行实时监测，并与参考电压进行比较，然后调整开关管的导通时间，以实现输出电流的稳定。
在电压模式控制中，通常采用电压反馈回路和PID控制器来实现对输出电压的控制。
电压反馈回路可以通过电压传感器来实现，它能够将输出电压转换为电压信号，并反馈给控制器进行处理。
PID控制器则根据电压反馈信号和参考电压之间的差异来调整开关管的导通时间，以达到输出电流稳定的目的。
无论是电流模式控制还是电压模式控制，其核心原理都是通过实时监测和调节电流或电压，来实现对输出电流的稳定控制。
这种控制方式可以有效地提高PFC电路的功率因数，并减少谐波电流的产生。
同时，电流控制环路还可以提供过流保护和短路保护等功能，以确保设备的安全运行。
在设计PFC电路时，需要根据实际需求选择合适的电流控制环路类型，并进行参数调整和稳定性分析。
浅谈平均电流模式的控制电路设计
浅谈平均电流模式的控制电路设计电流模式控制分为两种，一种是平均电流模式控制，一种是峰值电流模式控制。
其中平均电流被广泛运用。
而本篇文章就是针对于对平均电流模式的控制电路的设计进行一个研究。
1平均电流法控制回路设计平均电流法的特点：（1）平均电流法对电流有很高的放大效果。
平均电流可以很容易的就找到电流的设定值。
这个已经运用到对高功率因素控制电路中了，以一个小电感就可以得到小于百分之三的谐波畸变，同时电路模式可以从连续电路模式转化成不连续电路模式，而且还不会影响到平均电流法的正常使用；（2）平均电流法对噪声的抑制能力很强。
因为功率开关被时钟脉冲打开，这就造成了晶振幅度直接变为低值；（3）斜坡补偿是不会在平均电流法出现的，然而为了能够让电路的运行稳定，就必须在开关旁边限定环路的增益；（4）平均电流法的使用非常的广泛，它不仅可以控制BUCK和FLYBACK的出入电流，还可以控制BOOST和HLYBACK的输出电流。
当比较器中出现不合适的波形坡度的时候，谐波振荡就会因为功率开关再次出现。
峰值电流法指的是控制使用在外面加一个斜坡来防止这个现象的；而平均电流法指的是使用晶振幅度来提供补偿的坡度的。
因此，最适合解决谐波问题的方法是平均电流法。
由于平均电流模式中会出现谐波和限定开关附近电流放大器的增益，因此在设计电路的时候就必须遵照的守则就是：比较器中一个输入端的电感和电流降低的幅度不能够大于比较器另一端经侦幅度值的坡度。
而且用这个方法还可以间接的制定出最大电流环路增益的交越平率。
2平均电流法Boost电路的设计2.1平均电流法中电流环的设计。
因为平均电流模式必须是稳定使用的，所以就必须对电流环进行一定的相位补偿，而且在电流环的相位补偿的开关附近还要制定一个让电流环的得到稳定增益的设计。
以此才可以在低频零点的时候给电流环供给比较高的增益，才可以进一步的让平均电流控制工作。
不仅如此，开关平率附近的放大器增益的误差一定要和电感电流的降低幅度相符合。
第三节 开关电源电压型控制和电流型控制基本原理
（一）电压控制模式
＋ －
电压调 节器
PWM比 较器
主电路
电压型控制的最基本特点：误差电压信号与参考电压信号 经过电压调节器后被输入到PWM比较器，与振荡器产生的 三角波或者锯齿波信号进行比较。需要专门的过流保护环 节。
Vdc
1 u(t) D1 D2
L 2
D 1
2 R1
Vo
M1 C1 D4 D5 R2
iR
IL0 M1
M2
iL’
t=0 DTs e t=0 D’Ts
iL
' ∆i L = i L − i L
峰值电流模式控制系统中电感电流对扰动的响应
M2 n 误差en = [ − ] e0 , M 1、M 2分别为电感电流上升段的斜率和 M1 M1 D' = 。 下降段的斜率。 M2 D
iR
IL0
DTs D’Ts
电流型控制和电压型控制 模式的选择
优先考虑电压型控制模式(具有前馈)的情况有: ①较宽的输入电压范围且输出负载变化范围大的场合; ②输入电压低或者负载电流太小,使得电流上升率太低且 不能实现稳定的ＰＷＭ调节场合; ③在大功率且干扰大的应用场合,使得电流波形中的噪声 难以处理，必须选用电压型控制; ④要求具有多路输出电压且能较好地进行交互调节; ⑤在变压器次级使用可饱和电抗器进行辅助调节; ⑥在需要避免双环控制和斜坡补偿的应用场合。
,
Qs =
π (M1 − M 2 )
2( M 1 + M 2 )
为阻尼系数， ϖ s为开关频率对应的角频 率。
如果M 1 ≤ M 2 , 则Qs ≤ 0，则电流环的传递函数 的特征根的实部 大于零，意味着系统不 稳定。
解决峰值电流模式不稳定问题的 斜坡补偿法
开关电源中的电流型控制模式
开关电源中的电流型控制模式摘要：讨论了开关电源中电流反馈控制模式的工作原理、优缺点，以及与之有关的斜波补偿技术。
关键词：开关电源；电流型控制；斜波补偿1引言PWM型开关稳压电源是一个闭环控制系统,其基本工作原理就是在输入电压、内部元器件参数、外接负载等因素发生变化时，通过检测被控制信号与基准信号的差值，利用差值调节主电路功率开关器件的导通脉冲宽度，从而改变输出电压的平均值，使得开关电源的输出电压保持稳定。
以开关电源中的降压型变换为例（其它类型如正激型、推挽型等，均可由降压型派生得到），图1表示了该变换器的主电路的基本拓扑结构。
图1降压型开关电源根据选用不同的PWM控制模式，图1电路中的输入电压Uin、输出电压Uo、开关功率器件电流(可从A点采样)、输出电感电流(可从B或C点采样)均可作为控制信号，用于完成稳压调节过程。
目前在开关电源中广泛使用的控制方式是通过对输出电压或电流(功率开关器件或输出电感上流过的电流)进行采样，即形成2类控制方式：电压控制模式与电流控制模式。
2电流控制模式的工作原理图2为检测输出电感电流的电流型控制的基本原理框图。
它的主要特点是：将采样得到的电感电流直接反馈去控制功率开关的占空比，使功率开关的峰值电流直接跟随电压反馈电路中误差放大器输出的信号。
从图2中可以看出,与单一闭环的电压控制模式相比,电流模式控制是双闭环控制系统，外环由输出电压反馈电路形成，内环由互感器采样输出电感电流形成。
在该双环控制中，由电压外环控制电流内环，即内环电流在每一开关周期内上升，直至达到电压外环设定的误差电压阈值。
电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的，并且监测输出电感电流的动态变化，电压外环只负责控制输出电压。
因此电流型控制模式具有比起电压型控制模式大得多的带宽。
图2检测输出电感电流的电流型控制原理框图实际电路以单端正激型电源为例，如图3所示。
误差电压信号Ue送至PWM比较器后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较调宽，而是与一个变化的、峰值代表功率开关上的电流信号(由Rs上采样得到)的三角状波形信号(电感电流不连续)或矩形波上端叠加三角波合成波形信号(电感电流连续)比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。
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当调测电源环路前，首先需调节PWM芯片电流波形，调节时要充分考虑功率限制的大小，使功率限制指标在合理的范围之内，且电流波形峰值较高，斜率较大，这样环路增益较小，环路不易受干扰，环路也较好调。
2843等系列的电流波形斜率主要由输出续流电感感量及反馈取样电阻的大小决定，它们之间的关系是：输出续流电感感量越大，电流波形斜率越小；反馈取样电阻阻值越大，电流波形斜率越小。调节电流波形时需充分考虑输出续流电感及取样电阻的大小。
以上参数调节还需视电路实际情况而定。
4.5 PWM内部运放外围参数的调节
因2843系列1脚为补偿端，外接阻容元件以补偿误差放大器的频率特性。2脚是反馈端，将取样电压加至误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。故1，2脚之间的参数对环路调节也很重要。一般调节1，2脚之间参数的目的：使电源增益降低，环路响应速度变慢，有利于环路的稳定性及电源的可靠性。常用方式为1，2脚之间串联R，C。R值越大，环路反应速度越快，C值越大，环路反应速度越慢。为降低环路的响应速度，所以R一般取值几十欧姆及以下，C一般取值102及以上。若根据电源的实际情况，需要较快环路响应速度的话，此R与C值也可与上述有一定偏差。
如图5（b）与（c）所示的波形，这些动态的Vr电压大小主要由输出电容器的ESR值而定，
然而恢复时间Tr基本为输出滤波器与环路响
应的函数。图5（c）所示电源做动态响应时
的输出曲线部分，这一部分由环路参数决定。
图5（c）所示的动态响应波形有利于环
路的稳定，适用于较高输出电压的动态波形。
图5（b）与（c）的调节，也需视使用
4.3动态响应的概念与波形介绍
动态响应的测量可转换输出负载由其小载至满载之中的任意范围值来测量，通常由25%—50%及50%—75%等，如此的负载变化在设定的恢复时间结束时，电源由一种状态变换至另一种状态的恢复程度即为环路的动态响应。
图5（b）（c）为较为理想的动态响应波形轨迹。
图5（a）的转换波形在方波的上升与下降边缘，会引起开关的输出电压有“上冲”或“下冲”的现象发生。
4：电源并机动态实验
对有并机要求的电源除单个电源需满足要求外，并机后的电源系统也需满足以上要求。
定时电阻
R（KΩ）
定时电容
C（PF）
开环最大百分比
74K
18K
152
46%
68K
20K
152
47%
62K
22K
152
49%
. . .
. . .
. . .
. . .
. . .
. . .
. . .
. . .
108K
18K
102
46%
100K
20K
102
47%
92K
22K
102
49%
（注：因我司常用高精度聚酯电容最小值为102，故表二所列数据较为局限，实际应用时
工作频率与R，C的乘积成反比。
1.2调节方法及步骤
选择振荡元件的第一步是确定要求的开环占空比。电阻R越大，开环占空比越大，此数据在各芯片资料中有具体的图表及说明。调整定时电阻R使开环最大占空比达到要求后，再调整定时电容C，使开关频率达到要求。
注意：电源实际工作中最大占空比会有所变化，其随着图1，图2中流过R2的电流减小而减小。故调节时需注意开环最大占空比和工作最大占空比之间的余量，工作最大占空比与开环最大占空比余量至少在4%及以上。
对2843等开环最大占空比可达将近100%的系列，开环占空比若很大的话，在电源短路，起
发放部门：开发部
编制：
审核：
批准：
机等情况下对开关管及整流管等具有较大的压力，故需调节最大占空比。因芯片可输出最大占空比接近100%，故振荡电阻R值一般不可取太大，为达到所需的开关频率，定时电容C则取值相应大一些，限制其最大占空比在电源所需的范围内。
2：大小载做动态
电源的大小载做动态响应是模仿满载开关机的情况。做动态响应时其波形不可出现不停振荡恢复不了，初级主开关管ds电压超高等情况，以上情况在高低温及常温下均应满足。
3：高低压
电源在要求输入的电压范围内做动态响应都不能出现更多的振荡及恢复不了等情况，动态响应波形可接受标准与额定输入电压时相同。
度来讲，较快的动态响应并不是很好，对于要求不是很高的系统，建议动态响应速度调慢一些。
具体到电源中动态响应的快慢还需视客户要求及使用电源的系统而定。若对于带有精确监控电源输出电压的系统，此时为了降低动态响应过冲值，其响应时间一般都不会做太大，这样即使电源在带动态负载时，一部分输出电压已超出或低于系统监控的电压范围值，但若超出部分的时间小于监控芯片的最小动作时间，芯片也不会动作，这样有利于整个系统的可靠运行。
3846等16脚封装系列7脚﹑12脚与2843系列的1脚﹑2脚基本是相同的，调节方式同2843，在此省略。
4.6反馈环路的容差设计
1：高低温
在电源所要求的高低温范围内（加入一来自的余量）及输入电压范围内，检查电源环路的稳定性。
a：看主开关管Vds波形是否振荡，
b：其动态响应波形和电源常温下是否变化过大，电源做动态时是否经过更多的阻尼振荡才恢复，一般我司要求动态响应恢复过程中不超过2个振荡。
3.1概述
电流模式方式控制包括两个控制环，一个内部电流控制环和一个外部电压控制环。电流模式控制为电流检测波形与误差放大器输出电压波形比较，当电流波形幅值大于误差放大器输出电压波形时，输出关断，以此控制工作占空比及输出电压。
3.2电流模式方式控制的优点
对输入电压响应快，负载响应快，动态性能好，逐个脉冲限制可简化过流保护和短路保护，适用于负载或输入电压有突变或变化较大的情况。
4.2环路稳定性判定的常用方法及我司常用电路
环路稳定性比较简单的判断方法是，测量电源的动态响应、开关管开关波形，或PWM芯片调整脚的波形。有关我司常用环路参数的电路图如图3，图4，其中图3为利用运放做反馈稳压的，图4为利用431做反馈稳压的。
图3利用运放做反馈稳压的电路图图4利用431作反馈稳压的电路图
根据电源实际情况调整）
2、输出纹波的调节
2.1概述
输出滤波器对变换器的动态性能影响较大。变换器的动态性能往往由LC滤波环节参数决定。随着L，C取值的降低，变换器功率级的动态响应速度可以得到显著的提高。
2.2调节方法及步骤
由以上分析可知，动态调节之前需预先调节输出L，C的参数，使输出纹波在指标要求的范围内，且留有充足的余量。另外，电感调节需考虑到电流连续与不连续，电感饱和的影响，电容调节需考虑纹波电流的降额等。
电源的系统灵敏度而决定，需综合考虑。
在电源做动态响应时，需注意此时初级
开关管的Vds波形，其波形的上包络线此时
应该和输出端所测的动态响应波形基本相同，
输出波形上冲或下冲的的时间与初级主开关
管上冲或下冲的时间要相同。
动态响应速度快，一般初级开关管Vds
波形幅值也随着升高，所以从电源可靠性角图5动态响应波形
对2846等开环最大占空比限制在50%以内的系列，其定时电阻R取值不可太小，避免正常工作时已达到其限制的最大占空比，使环路无法调节。
1.3常用振荡频率的振荡电阻与振荡电容组合列表
开环最大占空比的调节，需综合考虑电路拓扑结构及电源本身实际情况而定。下面列表说明较常用振荡参数及所限开环最大占空比数据，仅供参考。
8脚2843系列与16脚的2846系列调节方式基本相同，只是所调节的脚位不同，其电路图2所示。
R2 R2
图1 UC2843等系列斜坡补偿处电路图2 UC2846等系列斜坡补偿处电路
4、电压环路参数的调节
4.1概述
环路的稳定性直接影响电源本身性能，如EMC，噪音，效率等各指标，也会对使用电源的
系统造成一定程度的影响，甚至误操作。环路稳定性不好，也会大大降低电源本身使用时的可靠性及寿命，严重的会引起电源内部功率管及其它功率器件炸毁，起火等危险的情况。故环路稳定性调测是电源调试过程中较为重要的一项内容。
一、目的
规范电流型控制PWM电源环路调试方法，提高调试效率。
二、适用范围
适用于电流型控制PWM电路的调试。
三、主要步骤
1、开环占空比及工作振荡频率的调节
2、输出纹波的调节
3、电流检测波形的调节
4、电压环路参数的调节
四、具体内容
1、开环占空比及工作振荡频率的调节
1.1概述
对2843等系列脉宽调制器，其不同的振荡R，C值组合可得到相同的工作频率，但如果得到一定的开环占空比则只有一种固定的R，C组合。基准电压Vref（5V）通过定时电阻给定时电容充电，内部电流源又使定时电容C放电，因此，开环最大占空比完全由定时电阻R和内部电流源放电电流决定，放电电流固定，则开环最大占空比完全由定时电阻决定。
调节此值时，以2843为例，电路如图1。其3脚波形为电流检测放大器与斜坡补偿所得两个波形的求和。对于电流模式控制，电流检测放大器所得波形应占主要地位，斜坡补偿电路只是一个补偿作用，当电路运行中斜坡补偿占主要地位时，电路其实成为电压模式控制的电源，所以R1，C1的取值一定要注意。
R1取值越小，C1的取值越大，斜坡补偿作用越明显。电阻R1一般取值10K以下，电容C1一般取值470Pf以下。
当工作占空比大于50%时，首先必须调节斜坡补偿，且斜坡补偿量要加的比较大。
电源空载或小载运行时，因2843的3脚电流波形很平，幅值很小，此时环路最易受干扰，引起环路振荡，通过稍增大C1加大补偿，让电流波形增大斜率，此时对环路的稳定有很好的效果。
另外，也有电源环路补偿电路取自2843芯片的输出第6脚﹑输入供电电源第7脚及其他方式的，调节方法基本与上相同，略。
4.4影响环路的参数及调节
图3与图4相对应元器件对环路的影响基本是相同的，下面只针对图3的主要参数对环路的影响做一简单介绍。