频率选择表面分析方法
频率选择表面的等效电路_概述说明以及解释

频率选择表面的等效电路概述说明以及解释1. 引言1.1 概述频率选择表面(Frequency Selective Surface,简称FSS)是一种具有特定频率响应特性的二维或三维结构,常用于控制电磁波的传输和反射。
相比于传统的无源电子元件,频率选择表面通过其特殊的等效电路模型实现了对电磁波的频率选择功能。
本文将介绍频率选择表面的等效电路模型以及其在通信、雷达、天线等应用领域中的重要性。
1.2 文章结构本文主要包括以下几个部分:引言、频率选择表面的等效电路概述、频率选择表面的等效电路模型、设计和优化方法、结论与展望。
首先,我们将在引言部分介绍文章的背景和目的,为后续内容做铺垫。
接着,我们将详细阐述频率选择表面的定义和背景,并探讨其结构和原理以及在不同应用领域中的应用情况。
然后,我们将介绍常见的几种频率选择表面的等效电路模型,包括电感模型、电容模型和电阻模型。
随后,我们将探讨设计和优化方法,涵盖参数选择与调整、材料特性与性能分析以及实验测试与验证技术。
最后,我们将总结主要发现,并展望频率选择表面的未来发展方向。
1.3 目的本文旨在深入了解频率选择表面的等效电路模型,包括其定义和背景、结构和原理以及应用领域。
通过对电感模型、电容模型和电阻模型的介绍,读者可以对频率选择表面的工作原理有更为清晰的认识。
同时,我们将讨论设计和优化方法,以帮助读者更好地应用频率选择表面于实际工程中。
最后,我们将总结文章主要内容,并探讨未来频率选择表面在相关领域中的潜在发展方向。
2. 频率选择表面的等效电路2.1 定义和背景频率选择表面(Frequency Selective Surface,简称FSS)是一种具有特定波长选择性的电磁波滤波结构。
它可以实现对特定频率范围内的电磁波进行选择性透射或反射。
在无线通信系统、天线设计、雷达技术、光学器件等领域,对特定频段的电磁波进行控制和管理是非常重要的。
频率选择表面通过其特殊的物理结构和材料参数,能够实现对特定频率范围内电磁波的限制或传输,在这些应用中得到了广泛的应用。
双阻带小型化频率选择表面的设计

特性 。图 3为在 T E模 式 入射 波从 0 5 。 化 时的 s曲线 , 。一 0 变 可 以看 出随 着入射 角 的增 加 , 传输 禁带 的中心频 率保 持 不变 ,
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2种 互补 结构对 单元 谐振 频率 附近 电磁波 具 有 良好 的选 择 性 , 属贴 片 结构 呈 全 反射 特 性 而缝 隙 结 构呈 全 金 透特性 。F S在微 波 、 S 毫米 波 、 红外 直 至光波 的各个 频谱 段都 得 到 了广泛 应 用 , 特别 在微 波 频段 ,S 为 电 F S作 磁空 间滤波 器件 在军事 、 通讯 、 电磁安 全等方 面都 得到 了深入研 究 I] 14。 F S的仿 真设 计 中假 设单 元周 期无 限排 列 , 而得 到其传 输特性 , 以实 际应用 中有效 尺 寸 的表 面必 须 S 从 所
理可将 F S周期 的场 用 相对 于 z 的 T 和 T S 轴 M E模 式 来 表 示 , 真 中通 常 分别 计 算 T 仿 E及 T 模 式 下 FS的 M S 传输 特性 。 由于所 设计 的单 元 结构 关 于 轴 和 Y轴 完全 对 称 , 直 入射 时 T 垂 E及 T 模 式 的传输 特性 相 同。 M
超宽带三维频率选择表面

第52卷第11期2023年11月人㊀工㊀晶㊀体㊀学㊀报JOURNAL OF SYNTHETIC CRYSTALS Vol.52㊀No.11November,2023超宽带三维频率选择表面陈昭冉,姚夏元(华北电力大学电气与电子工程学院,北京㊀102206)摘要:相较于传统的二维频率选择表面,三维频率选择表面能产生更多谐振点而提供更大带宽,更容易达到小型化的要求,能够提供更稳定的频率响应,因而成为研究热点㊂本文提出了一种多级正交菱形结构的新型三维频率选择表面,其基本单元结构是正交的菱形金属丝,在其外部注入介电常数为2.2的聚合物作为支撑㊂入射角在0ʎ~50ʎ的条件下具备9.2GHz 共同带宽,相对带宽超过50%,TE 和TM 极化的最大插入损耗皆不超过1dB㊂该结构具备三个谐振点,形成原因分别为正交菱形金属结构的谐振㊁结构和介质端面相互耦合产生的谐振,以及介质端面的一阶法布里-珀罗谐振㊂通过调节介质的介电常数,可利用更高阶的法布里-珀罗谐振进一步设计出通宽更宽的空间滤波器㊂考虑到工程应用,文中也评估了此设计对天线远场方向图的影响㊂关键词:三维频率选择表面;超宽带;角度稳定;低损耗;法布里-珀罗谐振;空间滤波器中图分类号:TN802;TN713㊀㊀文献标志码:A ㊀㊀文章编号:1000-985X (2023)11-1971-09Ultra-Wideband Three-Dimensional Frequency Selective SurfaceCHEN Zhaoran ,YAO Xiayuan(School of Electrical and Electronic Engineering,North China Electric Power University,Beijing 102206,China)Abstract :Compared to traditional two-dimensional frequency selective surfaces,three-dimensional frequency selective surface has become a hot research direction due to its ability to generate more resonance points,provide larger bandwidth,efficiently meet miniaturization requirement,and bring more stable frequency response.A novel three-dimensional frequency selective surface with a multi-level orthogonal diamond structure is proposed in this paper.Its basic unit structure is an orthogonal diamond-shaped metal wire,and a polymer with dielectric constant of 2.2is injected externally as support structure.The common bandwidth of this frequency selective surface exceeds 9.2GHz with a relative bandwidth exceeding 50%,and the average insertion loss of TE and TM polarization does not exceed 1dB when the incident angle in the range of 0ʎto 50ʎ.This three-dimensional frequency selective surface has three resonance points.Their formation reasons are the resonance of the orthogonal diamond metal structure,the resonance generated by the coupling between the structure and the dielectric end face,and the first-order Fabry Perot resonance of the dielectric end face.If the dielectric constant of the filling medium is adjusted,higher order of Fabry Perot resonance can be utilized,and a spatial filter with broader bandwidth requirement can be designed.At the same time,the impact of this three-dimensional frequency selective surface on the far-field pattern of the antenna is also evaluated.Key words :three-dimensional frequency selective surface;ultra-wideband;angular stability;low loss;Fabry Perot resonance;spatial filter㊀㊀收稿日期:2023-06-13㊀㊀作者简介:陈昭冉(1999 ),女,江苏省人,硕士研究生㊂E-mail:czr_ncepu@ ㊀㊀通信作者:姚夏元,博士,讲师㊂E-mail:xiayuanyao@0㊀引㊀㊀言频率选择表面(frequency selective surface,FSS)是一种空间滤波器,主要分为贴片型和开槽型两种㊂贴片型是金属贴片阵列,而开槽型是与之巴比涅(Babinet)互易的结构㊂通常而言,贴片型呈现带阻特性,而开槽型呈现带通特性[1]㊂早期的研究中,学者探讨了不同单元结构对频率响应的影响,例如偶极子[2]㊁正方1972㊀研究论文人工晶体学报㊀㊀㊀㊀㊀㊀第52卷形[3]㊁圆形[4]㊁ Y 型[5]等单元结构,但因存在周期谐振所激发的布洛赫波,并不能保证很好的角度稳定性㊂2008年之后,为了改善这一缺点,Sarabandi等[6]首次提出了小型化频率选择表面(miniaturized element frequency selective surface,MEFSS)的概念,这为实现大角度入射的稳定性提供了理论基础㊂其中,复杂折线是实现小型化常见的方式,Chiu等[7]和Yang等[8]都使用此方式来设计㊂具备角度稳定性的重要因素是仅由结构谐振进行滤波,但缺点也很显而易见 单一谐振点的通带较窄㊂随后,Yan等[9]和Sheng等[10]提出了紧凑的锚形结构,实现了双通窄带稳定的带通响应,同时印证了MEFSS的滤波特点㊂因此,如何设计同时具备角度稳定性和宽通带的FSS是相关研究人员需要解决的技术难题㊂2012年, Lu等[11]提出了一个三维频率选择表面(three-dimensional frequency selective surface,3DFSS)模型,该模型是对三维概念的一次重要尝试,通过不断增大类方形波导结构的级联层数,构造更多谐振点,以追求宽带响应㊂但遗憾的是,其角度稳定性并不可观㊂Zhu等[12]在方形同轴波导上贴上了金属贴片,代替多层结构方式,但带宽仍不够宽㊂随后,Liang等[13]利用切比雪夫变换器的设计原理,以牺牲通带内一定程度的纹波为代价,得到最优带宽,虽然在X波段获得了3.3GHz的稳定带宽,但通带内纹波太大㊂Li等[14]从电路层面进行理论推导切比雪夫滤波器,明确指出使用此方法设计3DFSS的带宽与谐振阶数相关联㊂为了增大谐振阶数, Ma等[15]试图将不同维度的FSS相结合,但由于电路复杂,影响谐振效果的因素众多,仅能保证0ʎ~40ʎ的角度稳定性㊂近年来,学者们开始利用复杂的算法进行3DFSS的设计[16]㊂但要设计出满足双极化滤波㊁0ʎ~ 60ʎ角度稳定性和超大带宽要求的FSS,还需学者们的不断尝试与探讨㊂传统FSS的角度稳定性差有两个主要原因:1)当入射波在大角度入射的时候,FSS的等效介质阻抗和自由空间波阻抗存在较大的差异,等效介质阻抗的变化直接影响了FSS的频率响应;2)传统FSS中的周期谐振对入射角非常敏感㊂虽然MEFSS通过缩小周期,使周期谐振所形成的通带不会直接影响到目标通带,具备角度稳定性,但窄带响应严重限制了其在宽带系统中的应用㊂3DFSS的角度稳定性介于两者之间,虽然谐振点和带宽会在一定程度上受到入射角的影响,但是通过合理的阻抗匹配调节,能尽可能同时具备较好性能㊂本文提出了一种正交菱形结构的新型3DFSS,金属正交菱形结构嵌入聚合物中,周期排布形成金属网㊂通过阻抗匹配调节使此结构具备超大带宽和入射角稳定性㊂考虑到实际使用,本文还讨论了其对天线的远场方向图的影响㊂1㊀模型与计算方法设计思路具体如下:首先,确定整个晶胞的结构尺寸,尽可能规避周期谐振对目标通带造成的不稳定性,晶胞尺寸建议达到小型化的要求;其次,设计简单对称的晶胞,以满足双极化的滤波要求;最后,使用多维度构造多个谐振点,适当调整结构各参数,进行阻抗匹配分析,使其具备角度稳定性㊂此3DFSS的单元结构如图1所示㊂在金属结构外注入介电常数为2.2并提供支撑作用的聚合物作为一个基础单元晶胞,且分别关于xoy面㊁xoz面㊁yoz面对称㊂该晶胞的长㊁宽㊁高为2.64mmˑ2.64mmˑ7mm (0.158λ0ˑ0.158λ0ˑ0.42λ0),λ0为自由空间下的波长㊂为了满足双极化的滤波需求,金属菱形采用正交的排布方式,具体地说,菱形金属丝两端相接,形成90ʎ的夹角㊂图2为结构的三视图,插在结构中的平面为引导视觉的投影面㊂图1㊀3DFSS的单元结构Fig.1㊀Structure of the3DFSS㊀第11期陈昭冉等:超宽带三维频率选择表面1973㊀图2㊀3DFSS单元结构三视图Fig.2㊀Three views of the3DFSS为提供更好的角度稳定性,考虑介质阻抗与自由波阻抗之间的匹配问题,本设计采用了三角形渐变模型,主要的优点是容易匹配㊂此外,FSS为周期结构,为保证形成完整金属网,由三角形拼接成菱形结构㊂该结构单个菱形的参数于图3中标记,并在表1中列出了其参数值㊂图3㊀3DFSS单元结构尺寸标注图Fig.3㊀Dimension of the3DFSS表1㊀3DFSS结构参数Table1㊀Parameters of the3DFSSParameter Value/mmLength of long axis,a 6.75Length of short axis,b 2.42Width of metal strip,w0.17Length of vertical intercept,m0.11Length of horizontal intercept,n0.125Thickness of the metal,d0.01同时,金属菱形网形成的波导阵列为3DFSS提供了截止特性㊂从常见方波导演化到3DFSS波导阵列的过程如图4所示㊂具体地说,图4(a)为常见的完整方波导阵列,其尺寸和单元晶胞一致㊂在其侧壁上开孔(此处使用椭圆形孔代替菱形),得到图4(b)㊂随后,在棱边交点处挖孔,所剩下的金属条带是可以与菱形金属阵列类似等效的波导阵列㊂这种金属波导阵列的很多性质将继承原始方波导阵列的性质,例如截止特性㊂由于侧壁开孔,3DFSS的截止频率与完整方波导也有所不同㊂图4(c)中波导的截止频率没有解析解,只有数值解,使用仿真软件CST求解麦克斯韦方程组进行计算㊂图4㊀金属结构波导阵列Fig.4㊀Waveguide array of metal structure1974㊀研究论文人工晶体学报㊀㊀㊀㊀㊀㊀第52卷在设计完成后,使用基于有限积分法进行电磁计算的仿真软件CST,计算3DFSS的频率响应㊂在设计向导中提前配置好基本仿真条件并设置该空间下的单位与背景材料㊂随后,在CST环境中进行建模㊂在CST 中建立的单元模型如图5(a)所示㊂设置求解频率范围后,设置周期边界条件为吸收边界条件open(addspace),设置后的状态如图5(b)所示㊂本仿真使用频域求解器,在求解器中设置Mesh划分方式,调整激励方向和模式等㊂最后计算出相应频率范围的S参数和任意点或面的场分布㊂图5㊀CST仿真的关键步骤Fig.5㊀Key steps of CST simulation2㊀结果与讨论2.1㊀正入射下频率响应如图6(a)所示,正入射平面波的方向为-z方向㊂图6(b)为全波仿真频率响应结果,此结构在正入射时的谐振频率分别为f1=14.63GHz㊁f2=18.2GHz与f3=21.04GHz,截止频率f c=3.6GHz(按照透射曲线-20dB为标准)㊂正入射时插入损耗1dB下的带宽为13.6GHz,约为2.2倍频程,相对带宽为75%,如图6(c)所示㊂由于结构具备对称性,正入射下TE极化和TM极化的频率响应一致㊂图6㊀正入射的传递函数Fig.6㊀Transmission function at normal incidence如图7所示,通过仿真该结构的电场分布,可知各谐振点的形成原因㊂谐振频率f1是由菱形结构的周长决定㊂其周长为14.39mm,与该电介质中的波长相近㊂谐振频率f2受晶胞长度㊁宽度和高度尺寸的影响,这表明此点为晶胞的共振,即结构和介质端面相互耦合产生的谐振㊂谐振频率f3为介质端面的一阶法布里-珀罗谐振㊂单元晶胞中光程长度为7mm,利用公式(1)可验证第三谐振频率为一阶法布里-珀罗谐振频率㊂f=(m+12)c2nd(1)式中:f为法布里-珀罗谐振频率,c为光速,m为法布里-珀罗谐振阶数,d为FSS中计算光程的长度,n为材料的折射率㊂㊀第11期陈昭冉等:超宽带三维频率选择表面1975㊀图7㊀各谐振点的电场分布Fig.7㊀Electric field distribution of each resonance point2.2㊀斜入射下频率响应为了验证该3DFSS在入射角不断增大的情况下仍能提供较宽通带,在进行大量细致的仿真后,考虑到文章篇幅,分别选取了小角度范围(入射角0ʎ~45ʎ)中的30ʎ入射,大角度范围(>45ʎ)中的50ʎ入射和60ʎ入射的频率响应进行讨论分析㊂图8给出了30ʎ入射时的频率响应㊂随着角度增大,相较于正入射情况(见图6(b)),TE极化第一谐振点的位置基本不变,第二㊁三谐振点逐渐向高频移动,纹波逐渐增大㊂TM极化的谐振点逐渐变少,三个谐振点位置接近,故表现为好像只有一个谐振点,产生了谐振融合现象㊂由图8(b)可清晰看出,按插入损耗1dB 评估的带宽范围为12~24.5GHz,宽度为12.5GHz㊂图8㊀30ʎ入射的传递函数Fig.8㊀Transmission function at30ʎincident angle如图9所示,当入射角度进一步增大至50ʎ时,此时仍能保证插入损耗小于1dB的9.2GHz带宽㊂图9㊀50ʎ入射的传递函数Fig.9㊀Transmission function at50ʎincident angle1976㊀研究论文人工晶体学报㊀㊀㊀㊀㊀㊀第52卷在60ʎ入射时,3DFSS仅能提供6GHz的双极化共同带宽,如图10所示㊂这是由于随着角度逐步增大,匹配性能进一步恶化㊂图10㊀60ʎ入射的传递函数Fig.10㊀Transmission function at60ʎincident angle当电磁波以一定角度照射在结构上时,无论是以何种角度㊁何种极化方式照射,正交菱形的金属结构的周长不变,产生谐振的区域不变,故第一谐振点基本稳定㊂而第二谐振点在斜入射的情况下,TE极化斜入射等效介质阻抗为公式(2),TM极化的介质阻抗为公式(3),其中,Z0为自由空间波阻抗,θ为入射角度㊂Z TE_FSS=Z0/cosθ(2)Z TM_FSS=Z0㊃cosθ(3)与此同时,FSS的阻抗还可以表示为公式(4),其中ε等效介电常数,μ等效磁导率,n等效折射率㊂Z FSS=με=μ1n(4)由式(2)可知,TE极化FSS阻抗随着入射角变大而变大,入射角的改变不会改变整体的磁链,因此,式(4)中μ是固定的,故等效折射率n TE变小㊂同理可得,TM极化的等效折射率n TM变大㊂对应到介质波长的角度,即TE波变长,TM波变短㊂真实介质的厚度并没有改变㊂因此,TE极化需要更高频率的波才能实现匹配,而TM极化需要更低频率的波㊂这就是TE极化谐振点向高频移动,而TM极化的谐振点向低频移动的原因㊂第三个谐振点的分析过程与以上完全一致,从等效折射率的角度能够得出一致结论㊂0ʎ~50ʎ共同带宽范围13.6~22.8GHz,达到1.68倍频程㊂评估在不同角度入射的情况下,此范围内的最大插入损耗情况,如表2所示㊂表2㊀不同极化最大损耗情况(13.6~22.8GHz)Table2㊀Maximum losses of different polarizations(13.6~22.8GHz)Incident angle/(ʎ)TE polarization/dB TM polarization/dB Average of maximum value/dB 0-0.07-0.07-0.0710-0.05-0.08-0.0720-0.04-0.12-0.0830-0.05-0.23-0.1440-0.07-0.47-0.2750-0.17-0.99-0.5860-0.49-2.09-1.29由上表可以得出结论:在斜入射角度不断增大的过程中,此3DFSS能够持续稳定地提供某一固定范围的带宽,并保证带内较低的插入损耗,故该设计具备良好的角度稳定性㊂2.3㊀与先前设计的对比评价FSS的常见性能参数有单元尺寸大小及厚度㊁相对带宽㊁通带内损耗和能够满足S11<10dB稳定㊀第11期陈昭冉等:超宽带三维频率选择表面1977㊀的入射角度㊂其中,相对带宽定义为公式(5),与先前设计的FSS性能对比如表3,可见此3DFSS的性能具备一定的优越性㊂R b=b w fc (5)式中:R b指相对带宽,b w为带宽,f c为中心频率㊂表3㊀与先前具备宽带响应的FSS的一些对比Table3㊀Some comparisons with previous FSS with wideband responseReference2D/3D(unit cell)Unit cell size and FSS thickness Band ratio/%Insert lossin band/dB Angular stability/(ʎ) (S11<10dB)[17]2D(quintuple layers)(0.27λ0)2ˑ0.29λ025145[18]2D(double layers)(0.18λ0)2ˑ0.14λ045345[19]3D(0.05λ0ˑ0.04λ0)ˑ0.084λ038130 [13]3D(0.3λ0)2ˑ2λ024540 This paper3D(0.158λ0)2ˑ0.42λ050.51502.4㊀评估对波束的影响为评估对天线性能的影响,将3DFSS安装在天线前,天线的轴线垂直于FSS,如图11(a)所示㊂FSS阵列的数量为70ˑ70,排布的阵列尺寸约为184.8mmˑ184.8mmˑ490mm,将天线的波束完全覆盖㊂针对通信系统常用频率,以18GHz为例进行仿真,结果如图11(b)所示㊂横坐标为天线俯仰角,范围在-60ʎ至+60ʎ变化,纵坐标为天线的增益㊂Legend描绘了4条曲线,分别为:在天线上不放置3DFSS时,随着俯仰角度变化,E面增益的变化曲线;在天线上放置3DFSS时,随着俯仰角度变化,E面增益的变化曲线;在天线上不放置3DFSS时,随着俯仰角度变化,H面增益的变化曲线;在天线上放置3DFSS时,随着俯仰角度变化,H面增益的变化曲线㊂因为天线本身方向图是对称的,因此-60ʎ~0ʎ表示的是H面的天线方向图,0ʎ~60ʎ表示的E面的天线方向图㊂图中的曲线基本完全重合,说明考虑到FSS常见的应用环境,本文提出的3DFSS放置在天线上,并不会引起天线基本特性的改变(并未造成天线增益的衰落)㊂放大此图,可观察到在俯仰角达到-60ʎ与+60ʎ时,存在极其细微的差异㊂图11㊀3DFSS天线模型及其对远场模式的影响Fig.11㊀3DFSS antenna model and its impact on the far-field pattern2.5㊀设计总结分析本文的设计思路是具备滤波特性㊁宽带和角度稳定性的关键,主要涉及了波导㊁阻抗匹配与小反射理论的相关知识㊂以下讨论均为3DFSS在电磁波正入射下的情况㊂首先,晶胞中相互连接的金属结构可看作是联通的金属网,以2ˑ2晶胞为例,如图12(a)所示,金属网支撑表面电流的连续传播㊂同时,金属网是一种非常规波导,如图12(b)所示,因此整个晶胞中波导的导行波能够被激励㊂整个结构具备了波导的 高通 属性,其频率响应对低频信号是截止的㊂1978㊀研究论文人工晶体学报㊀㊀㊀㊀㊀㊀第52卷其次,此3DFSS 的宽带响应可从阻抗匹配的角度进行分析㊂通过图1结构图可看到,金属丝两端相接,菱形的中部距离较大,故等效电容两端较大,中心较小㊂金属丝的厚度和宽度为固定值,因此等效电感变化并不明显㊂综上所述,从等效阻抗的角度来看,此结构为一个阻抗渐变的晶胞㊂两边阻抗小,中心阻抗大,而且阻抗的变化是对称的,这是常用对称渐变匹配结构 三角形渐变匹配㊂这种结构在理论上验证了具备超大带宽[20]㊂阻抗随位置的渐变方式不同,将影响带宽与纹波的大小㊂影响反射系数的具体关系式如公式(6)所示㊂从图13可知,阻抗随位置的变化影响反射系数的幅值与频率位置㊂Γ(θ)=12e -2jβL ln Z L Z 0()sin(βL /2)βL /2[]2㊀(θ=2βL )(6)式中:Γ为反射系数,θ为电尺寸,β为波数,L 为传输线长度,Z 0为自由空间波阻抗,Z L 为传输线阻抗,即等效介质阻抗㊂图12㊀金属网与波导结构Fig.12㊀Metal net and waveguide图13㊀三角形渐变匹配节[20]Fig.13㊀Triangle gradient transmission line [20]㊀㊀最后进一步讨论晶胞的结构和入射角稳定性的关系㊂入射角稳定性是针对某一特定频率而言的,不同角度的入射角在晶胞照射面上的切分量大小不同㊂所设计的金属结构如果从菱形结构的内部向外看,金属结构构成了微波中的双边鳍线㊂如果一束波能够在双边鳍线中传播,就要求入射波的电场切分量处于双边鳍线的通带中㊂这是一个渐变的双边鳍线,因此在给定频率时,与同尺寸的一般波导或者微带线相比,能够匹配的切分量范围更大,能保持稳定性能的入射角度范围也越大㊂3㊀结㊀㊀论通过使用周期边界条件仿真3DFSS 的频率响应,并使用全波仿真技术讨论完整3DFSS 对天线的影响,得出以下结论:1)从频率响应角度而言,此3DFSS 在提供较宽通带的同时,保证其性能具备角度稳定性㊂正入射时能够提供13.6GHz 带宽,相对带宽为75%,跨度为2.2倍频程㊂入射角在0ʎ~50ʎ时,TE 和TM 极化的最大插入损耗皆不超过1dB,且能够提供9.2GHz 带宽,为1.68倍频程㊂2)从整体仿真角度而言,将完㊀第11期陈昭冉等:超宽带三维频率选择表面1979㊀整的3DFSS放置在天线前,对天线的方向图不会产生明显的影响,仅在60ʎ附近的旁瓣产生轻微影响㊂最后,本设计不足之处为频率响应中的过渡带不够陡峭㊂由于产生截止频率的波导为开孔波导,同时金属条是斜置的,电流本身具备了轴向Z方向的分量,将切面场引入波导中,就会使过渡带不陡峭㊂可能的改进措施有两种:一是将金属条变粗,缩小菱形的尺寸;二是将结构级联,从电路层面来说,级联电路可能对此有所改善,但此方法很可能会引起频率响应的不确定性㊂参考文献[1]㊀MUNK B.Frequency selective surfaces:theory and design[M].New York:John Wiley,2000.[2]㊀PARKER E A,VARDAXOGLOU J C.Plane-wave illumination of concentric-ring frequency-selective surfaces[J].IEE Proceedings HMicrowaves,Antennas and Propagation,1985,132(3):176.[3]㊀VARDAXOGLOU J C,STYLIANOU A.Modal analysis of double-square frequency selective surfaces[C].IEEE International Conference inElectromagnetics on Aerospace Applications.Torino,Italy.1989:355-358.[4]㊀CWIK T,MITTRA R.Scattering from a periodic array of free-standing arbitrarily shaped perfectly conducting or resistive patches[J].IEEETransactions on Antennas and Propagation,1987,35(11):1226-1234.[5]㊀PELTON E,MUNK B.A streamlined metallic radome[J].IEEE Transactions 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synthesis of multilayer frequency selective surface based on antenna-filter-antenna using minkowskifractal structures[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2015,63(1):133-141.[18]㊀EBRAHIMI A,NIRANTAR S,WITHAYACHUMNANKUL W,et al.Second-order terahertz bandpass frequency selective surface withminiaturized elements[J].IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology,2015,5(5):761-769.[19]㊀OMAR A A,SHEN Z X.Thin3-D bandpass frequency-selective structure based on folded substrate for conformal radome applications[J].IEEETransactions on Antennas and Propagation,2019,67(1):282-290.[20]㊀POZAR D M.Microwave engineering[M].3rd ed.Hoboken,NJ:J.Wiley,2005.。
具有宽频特性带通频率选择表面的设计

具有宽频特性带通频率选择表面的设计李育青;裴志斌;屈绍波;徐卓;周航;李均盛【摘要】基于高阶特性的频率选择表面(FSS)有更好的带宽展宽性,提出了利用高阶带通FSS的方法来设计具有宽频特性的带通FSS.设计了一种基于圆结构具有五层结构的FSS,利用仿真软件对FSS单元进行计算和分析.分析结果表明:此五层结构的FSS具有三阶单通带性能,其绝对带宽达到6.07 GHz,相对带宽达到72%,通带平稳光滑,通带内插损小,对不同角度、不同极化方式入射的电磁波保持很好稳定性.此FSS具有很稳定的宽频特性,从而验证了此宽频带通FSS设计方法的可行性.【期刊名称】《电讯技术》【年(卷),期】2012(052)003【总页数】4页(P371-374)【关键词】频率选择表面;宽频;带通;稳定性【作者】李育青;裴志斌;屈绍波;徐卓;周航;李均盛【作者单位】空军工程大学理学院,西安710051;空军工程大学理学院,西安710051;空军工程大学理学院,西安710051;西安交通大学电子陶瓷与器件教育部重点实验室,西安710049;西安交通大学电子陶瓷与器件教育部重点实验室,西安710049;空军工程大学理学院,西安710051;空军工程大学理学院,西安710051【正文语种】中文【中图分类】TN0151 引言频率选择表面(Frequency Selective Surfaces,FSS)[1-2]是由大量相同单元周期性排列构成的平面结构,能在特定的频率上实现带阻反射或者带通滤波性能。
目前它在微波、红外乃至可见光频段都有广泛的应用,在微频段的一个具体应用就是采用FSS技术制作的隐身雷达罩,它可以有效地减小飞机的雷达截面积(Radar Cross Section,RCS),从而实现对探测雷达波的隐身。
FSS的研究应用主要集中在设计实现具有高性能的带通选择[3-5]和带阻反射[6]这两大类型结构上,而实现带通选择性能的FSS因选择通带的不同可分为窄带FSS[3]、多通带FSS[5]和宽带FSS。
Ansoft分析频率选择表面FSS

Ansoft分析频率选择表面FSSAnsoft高级培训班教材Ansoft分析频率选择表面FSS苏涛谢拥军编著西安电子科技大学Ansoft培训中心Ansoft分析频率选择表面FSS第一章序言第二章创建项目第三章建立几何模型第四章设定无穷阵列和边界第五章设定入射波第六章设定解第七章解的后处理第一章序言本文讲解使用Ansoft产品分析频率选择表面。
由于频率选择表面是场的问题,所以主要采用平面电磁分析(Ansoft Designer中的Ensemble)和高频结构仿真(HFSS)。
现在,Ansoft在Designer里集成了PMM(Periodic Moment Method),就像过去在HFSS中集成Master/Slave边界一样,给工程师带来了2D和3D阵列的分析工具,而无需自己编程。
再一次,增加了收益。
下面就是使用Ansoft Designer分析FSS的实例。
第二章创建项目图1 Ansoft Designer界面1、在Project Manager窗口中Project1默认工程上右击鼠标,选择Insert 项目,插入Planar EM Design图2 插入一个Planar EM Design 也可以在菜单条目中直接点击Planar EM Design的图标图2 菜单条中直接点击图标加入Planar EM Design 2、在弹出的Layout窗口中点击None按钮,表示自己定义基板。
图3 选择基板窗口3、存储工程。
点击存盘图标(或选择菜单File/Save),输入工程名字hexagon,并存盘。
最终工作界面如图4所示。
图4 最终工作界面第三章建立几何模型 1、建立基板结构。
(1)点击工具栏图标图5 点击Layers dialog (2)在弹出窗口中选择Stackup,准备Add Layer图6 Stackup标签项中加入层Add Layer (3)点击Add Layer按钮,加入接地层,名字Gnd,类型metalizedsignal。
Comsol经典实例025:频率选择表面周期性互补开口谐振环

在COMSOL Multiphysics 5.5版本中创建Comsol经典实例025:频率选择表面周期性互补开口谐振环频率选择表面(FSS) 是一种具有带通或带阻频率响应的周期性结构。
此模型表明,只有中心频率附近的信号才能通过周期性互补开口谐振环层。
一、案例简介频率选择面(FSS) 是一种周期性结构,具有带通或带阻频率响应特性。
本案例演示了只有围绕中心频率的信号才能通过周期性互补开口谐振环层。
图A 一个互补开口谐振环单元由周期性边界条件建模,以模拟无限二维阵列。
单元顶部和底部的完美匹配层吸收激发模态和高阶模态二、模型定义在2 µm PTFE 基板表面(图A)的薄铜层上印有开口环槽。
铜层比所模拟的频率范围内的集肤深度厚得多,因此其被模拟为理想电导体(PEC)。
其余仿真域都充满空气。
Floquet 周期性边界条件用于单元的四个边,以模拟无限二维阵列。
单元顶部和底部的完美匹配层(PML)吸收源端口的激励模,以及由周期性结构生成的任何高阶模态。
波在与PML 边界垂直的方向传播时,PML会将其削弱。
由于本案例针对一系列入射角求解模型,因此PML中的波长设为2π/|k0cosθ|。
这说明了PML中波矢的法向分量如何随入射角变化。
“端口”边界条件位于PML的内部边界,与空气域相邻,可依据S参数自动确定反射和传输特性。
有PML背衬的内部端口边界需要狭缝条件。
为了定义S参数计算时的向内方向,需要指定端口方向。
高次衍射模不是本示例研究的重点,因此结合使用了有域背衬的狭缝端口和PML,而不是为每个衍射级和偏振添加衍射级端口。
周期性边界条件要求成对边界上的表面网格相同。
这通过两个步骤来实现:首先,只在其中一个边界上创建网格,然后对其他边界上的网格使用“复制面”操作。
使用物理场控制的网格时会自动设置该网格配置,如建模操作说明中所述。
如果您想了解有关网格的更多详细信息,可先使用物理场控制网格进行网格剖分,然后在网格设置中将网格序列类型更改为用户控制的网格,即可查看生成的网格序列详情。
一种具有良好带通性能的二阶频率选择表面设计与验证
0 6 m, .0m 介电常数 s = .5 介质层损耗正切值为 0 0 1 26 , .0 。
收 稿 日期 :0 0—1 21 2—1 5
基金项 目: 国家 自然 科 学 基 金 资 助 项 目 ( 0 30 0 6 8 12 ;0 0 09) 国家 重 点 基 础 研 究 发 展 计 划 资 助 项 目 5 6 2 3 ;0 7 0 7 6 9 12 ; (0 9 B 2 36 ; 2 0 C 6 3 0 ) 陕西省 电子 信息系统综合集成重点实验室基金 资助项 目( 09 5 2 0 0 A) 作者简介 : 李育青 (9 7一) 男 , 建晋江人 , 18 , 福 硕士 生 , 主要从事频率选择 表面的研 究 .
3 传输特性分析
3 1 通 带性 能分 析 .
图 3为 在 T E极 化 波 正 入 射 时 此 F S的 . S s 和 J。 s : 频率 响 应 曲线 。可 以看 出 ,S F S的通 带 为 二 阶 特性 的 通带 , 的 2个 极点 分别 为 1. 1G z和 1.8G 。 它 84 H 9 7 Hz 此 时 , 极 点相互 间耦合 非 常 好 , 2个 形成 一 个 平 稳 光 滑 且插 损 很 小 的 通 带 , 的 3 d 它 B工 作 通 带 为 l.3— 81 2 .4G z带 宽 为 4 2 H , 对 带 宽 为 2 % 。从 23 H , . 1G z 相 1 . s 曲线 可 以看 出 , 整 个 通 带 内 曲 线 都 非 常 平 整 光 在 滑 , 有特 别 大 的 差 损 点 , 中 心 插 损 最 大仅 为 0 1 没 且 .O d B。而在 通带 外 , 曲 线 迅 速 降 到 一2 B 以下 并 一 s I Od 直 保持 , 以它 的带外 抑制 也非 常好 。 因此 , F S具 所 此 S 有 很好 的通 带 性 能 。
频率选择表面天线罩的研究
频率选择表面天线罩的研究郑书峰尹应增马金平刘璐张建成(西安电子科技大学天线与微波技术国家重点实验室,西安 710071)摘要:本文从Y环形孔径频率选择表面(FSS)的传输特性出发,针对定向天线和全向天线分别设计出了具有带通特性的平面和柱面FSS天线罩,并从远场和近场两方面对天线及天线罩系统的电磁特性进行了仿真分析,并进行了实验验证。
结果表明设计出的FSS天线罩为天线的远场方向图带来较小畸变的同时,能够很好地降低天线间的互耦。
关键词:频率选择表面(FSS) 天线罩Investigation of Frequency selective surfaces(FSS) Radome ZHENG Shu-feng ,YIN Ying-zeng,MA Jin-ping,LIU Lu,ZHANG Jian-cheng (Institute of Antennas and Electromagnetic Scattering,Xidian University, Xi'an 710071,China)Abstract: Two types of planar and cylindrical FSS radome with band-pass property corresponding respectively with directional and unidirectional antennas are designed on the basis of Y loop slot FSS’s transmission characteristic. The electromagnetic characteristic of the composite system(antenna and FSS radome)is simulated ,and the experimental results is presented, which indicate that the designed FSS radomes can obviously suppress the coupling between antennas while producing slight aberrance on the radiation pattern of antenna.Keywords: Frequency selective surfaces (FSS);Radome1 引言天线罩是用来保护天线或整个微波系统免受环境影响的外壳,在无线系统中应用广泛。
带阻频率选择表面的设计详细教程
带阻频率选择表面的设计详细教程
1 引言
频率选择表面(FSS)是二维周期阵列结构,它由周期性排列的金属贴片单元或在金属屏上周期性排列的孔径单元构成。
这种表面可以在单元谐振频率附近呈现全反射(贴片型)或全传输特性(孔径型),分别称为带阻或带通FSS。
实际的带阻段是由一层或多层被介质层分开的FSS贴片层组成。
为了FSS的频率响应相对于入射角和极化的稳定性,金属贴片层通常镶嵌在多层介质层里。
另外,两层或多层FSS贴片层背靠背叠加在一起可以产生很好的通带特性(平坦的通带,陡降的边带)。
2 带阻频率选择表面的设计
通常的带阻滤波器是由两层FSS金属层和中间的介质层组成。
中间的介质片决定了传输曲线通带的平坦性,FSS金属层决定了传输曲线的带宽和谐振频率。
介质片的厚度和介电常数非常重要。
介质片的厚度典型的被取在0.5,是阻带中心的波长。
两个FSS层之间的介质层提高了带阻滤波器相对于入射角的稳定性。
尽管从稳定性的角度看,介电系数的值越高越好,但是高的值也引入了高的传输损耗。
这样,根据设计需要,必须对介电系数的取值做综合的考虑。
宽带平面反射阵和多层频率选择表面研究及其应用
宽带平面反射阵和多层频率选择表面研究及其应用1. 研究背景随着无线通信技术的飞速发展和普及,电磁波的利用和控制已成为现代科技领域的关键问题。
平面反射阵和频率选择表面(FSS)作为电磁波调控的重要工具,在雷达、卫星通信、无线通信、隐身技术等领域有着广泛的应用前景。
宽带平面反射阵能够实现对入射电磁波的宽频带、高效率反射,而多层频率选择表面则能够针对特定频率的电磁波进行选择性透射或反射。
深入研究宽带平面反射阵和多层频率选择表面的性能特点、设计原理以及应用技术,对于推动无线通信技术的发展、提升电磁波调控能力具有重要的理论和实际意义。
近年来,随着计算电磁学、材料科学、微纳加工技术等多学科的交叉融合,宽带平面反射阵和多层频率选择表面的研究取得了显著的进展。
新型材料和先进工艺的应用,使得阵列的反射透射性能得到了极大的提升,同时也为阵列的小型化、集成化、多功能化提供了可能。
随着应用需求的不断提升,阵列的宽带化、高效率、小型化、多功能化等仍然面临着诸多挑战。
本文将重点围绕宽带平面反射阵和多层频率选择表面的研究现状、设计原理、关键技术以及应用前景进行深入的探讨和分析,以期为相关领域的研究和应用提供有益的参考和借鉴。
2. 理论基础宽带平面反射阵和多层频率选择表面(FSS)的研究与应用,涉及多个电磁学、波动理论和信号处理的基础理论。
根据电磁波传播理论,电磁波在介质中的传播行为受介电常数和磁导率的影响。
对于宽带平面反射阵,关键在于通过设计特定的表面结构,实现对宽频带内电磁波的反射行为的有效控制。
这通常涉及到对表面结构单元的几何形状、尺寸和排列方式的精确设计,以达到期望的反射特性。
多层频率选择表面(FSS)的设计则依赖于FSS单元的电磁特性,包括透射、反射和散射等。
FSS能够对特定频率的电磁波进行选择性的透射或反射,从而实现空间滤波的功能。
多层FSS的设计则需要考虑层间耦合效应,以及如何优化多层结构以实现所需的频率选择特性。
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频率选择表面的研究起始于上世纪60年代,国内外大批学者均为之投入了大量精力进行广泛深入的工作,提出了各种不同的数学分析与计算方法,如交分法,等效电路法,模式匹配法,谱方法等,这些计算方法主要可分为两大类,即标量分析方法与矢量分析方法。
前者包括变分法,等效电路法等,其仅可通过计算获得关于反射透射系数的幅度信息,通用性差,但计算量小,耗时短;后者包括模式匹配法,谱方法等,其通过计算不仅可获得反射透射系数的幅度信息,还可以获得相关的相位与极化信息,通用性强,但计算量大且耗时长。
值得一提的是,国内研究目前普遍采用模式匹配法进行计算分析,该方法不仅适用于求解任意单元形 状及排列方式的无限大平面FSS 结构,还可应用于多层的FSS 以及均匀层状衬底等组合结构。
但这种方法 依然存在不足,即处理复杂多层FSS 时计算量非常大,而且在数值求解过程中,选择适合复杂单元形状的 基函数非常困难,因而难以保证解的收敛速度,降低了有效性。
与一般模式匹配法相比,谱方法原理上也能分析任意单元形状的FSS 结构,在求解无限大FSS 问题时 与模式匹配法相当,该方法在求解过程中要求选取合适的基函数来保证收敛性,但可直接用于求解有耗FSS 的散射问题,与迭代技术相结合可以求解有限尺寸的FSS 散射问题。
并且谱方法利用了场的周期性,注意 电流分布的周期性特征,所以求解模型简单,计算量小,是一种很好的方法。
谱展开法
在周期性结构的分析中,谱展开法是一种重要的分析方法。
Floquet 定理;
一维周期结构如图2.5所示。
设入射平面波z TM
()0j wt z E E e ϕ-=
则空间沿x 方向相距为m 个周期的两点之间场为
cos ,(,,)x jm D x x mD y w x y w e βθ
-ψ(+,) =ψ
式中ψ为电磁场的某一分量。
m 为一整数,β为传播常数,x D 为沿x 方向的周期长度,θ为入射角,上式即
是Floquet 定理。
如果这个周期结构的单元是偶极子等贴片型类型,则入射场在单元上将感应出电压,并产生电流,如果我们将其中一个单元的电流作为基准单元电流(表示为0I ),则距它m 个周期的单元电流表示为m I 。
根据Floquet 定理,两者的关系为 cos 0x j mD m
I I e βθ-=
将一维情况扩展到二维情况。
一个二维周期阵列如图2_6所示,这个阵列位于自由空间中,阵列平面位于XOY 平面,法线为z 轴。
图中入射波方向表示为
ˆˆˆˆx y z s
xs ys zs =++ 根据Floquet 定理可直接得出基准单元电流00I 和与它相距m 个x 方向周期长度Dx ,n 个y 方向周期长度Dy 的单元电流
mn I 的关系为
00y y
x x j nD s j mD s mn
I I e e
ββ--=
如果周期阵列是有源阵列,且我们假定每个单元电流有相同的振幅和符合上式的相位关系,这个阵列就会辐射出平面
波,如果无源周期阵列在入射场中的电流符合式,则也会辐射出平面波。
这就是在入射场中的二维周期阵列
的二次辐射。
Floquet 定理使得二维周期结构上的各个单元的电流都可用式简单表示,大大地简化二维周期结构的数学模型。
一维周期结构的位矢量
在图2-6中,每一个单元上都有由入射电场所产生的电流。
根据电磁场理论,由该电流可求出该单元的位矢量。
假设观察点为R(x,y,z),q 行m 列的单元电流为qm I ,单元长度为dl(赫兹单元),则位矢量
ˆ4qm
j R
qm qm qm
I dl e dA p R βμπ-=
式中ˆp
多为单元的单位方向矢量,可指向XOY 平面的任意方向。
qm R 是观察点到单元的距离
qm R =因为整个阵列的所有单元指向同一方向
ˆp
,一维无限阵列和二维无限阵列在观察点的总位矢量可通过单个单元的位矢量简单相加得到。
这样对一维无限阵列,我们得到
ˆ4qm
j R q qm m qm
dl e dA p I R βμπ-∞=-∞=∑ 将qm I 的表达式代入上式:00ˆ4qm
y y x x j R
j mD s j qD s q m qm
I dl e dA p e e R βββμπ-∞--=-∞=∑ 这个级数收敛很慢,在计算时将花费很长的时间。
为此我们利用泊松和公式
00()()jmw t
m m e
F mw T
f t nT ∞
∞
-=-∞
=-∞
=+∑∑
(2)01(2j F H j -⎡⎤=⎢⎥⎣⎦
t -∞<<∞
从而可以将结果变换为一个新的级数:
((2/))(2)00021ˆ42y y x x jz s n D j qD s q n y I dl dA p e e H D j βπβμππ∞-+-=-∞
=∑
而这个级数比之前结果收敛较快。
二维周期结构的位矢量
二维无限阵列的位矢量dA 是把所有从q=-∞到∞的列的位矢量q dA 相加得到:
((/))(2)000ˆ4y y x x j y s n D jq D s q q n q y I dl dA dA p e e H jD βλβμ∞
∞∞-+-=-∞=-∞=-∞
==∑∑∑ 同样这个级数的收敛速度很慢,需要进一步变换以加快收敛。
通过运用傅里叶变换:
(2)
0(,H F t β-⎡⎤
=-∞<<∞ 并运用泊松和公式:
00()()jmw t
m m e
F mw T
f t nT ∞
∞
-=-∞
=-∞
=+∑∑
我们能得到新的收敛较快的级数:
((/))((/))
00ˆ2y y x x j j y s n D j x s n D k n x y
I dl
dA p
e
e
j D D ββλβλμβ-∞∞
-+-+=-∞=-∞
=∑∑式中2/λπβ=,可以将上式改写成以下形式: ˆ00ˆ2j R r k n x y
z
I dl e dA p
j D D r βμβ±-⋅∞
∞
=-∞=-∞=∑∑ ˆˆˆˆˆˆˆ()()
x z y x z x
r
xr zr yr x s k zr
y y D y s n
D λ
λ
±=±+=+±++,z>0取-号。
Z<0取+号。
其中
z r =
这样就得到一个与参数q ,m 无关的收敛更快的级数。
注意:以上的公式适用于矩形栅格排列的周期结构。
阵列的二次辐射场
在上面我们通过计算分析,得到了整个阵列的位矢量 dA ,我们把整个阵列看成一个辐射源,根据克斯韦方程组就很容易得到它的再次辐射场。
从1
dH dA =
∆⨯μ
可以求出 ˆ00
ˆˆ2j R r k n z x
y I dl e dH p r D D r β±
-⋅∞
∞
±=-∞=-∞
=⨯∑∑ 把上式代入:1
E H jw ε
=
∇⨯ 得到:()ˆ00ˆˆˆ2j R r k n z x
y ZI dl
e dE p r r D D r β±
-⋅∞
∞
±±=-∞=-∞
=
⨯⨯∑∑ 以上就是谱展开法的基本理论,通过运用Flquet 定理和位矢量公式,可以得到二维周期阵列
的在辐射场。
通过运用傅里叶公式及泊松和公式可以使二维周期阵列在辐射场公式得到简化,改善收敛性。