一种新颖的SVPWM过调制方法(翻译)

一种新颖的SVPWM逆变器过调制技术原文：A novel overmodulation technique for space-vector pwm inverters有问题请联系：翻译作者：buffalo3813@DFIG实验室摘要：本文提出了一种新的空间矢量脉宽调制（PWM ）逆变器过调制技术。

根据调制指数（MI），过调制范围被分成两种模式。

在模式I ，参考角度是从对应MI的参考电压的傅立叶级数展开式中取得的。

在模式二中，保持角度也从相同的方式取得。

从图形上容易理解，该策略产生输出电压与MI是线性关系的，最大电压为6拍阶梯波的基波电压。

角度与MI的关系可查表或实时计算来分段线性化。

此外，分析了输出电压的谐波成分和总谐波失真系数THD。

该方法被应用到感应电动机的V / f控制，实验证明了从线性控制范围到到6拍阶梯波模式的平稳过渡运行。

关键词：傅里叶级数，变频器利用率，过调制，空间矢量PWM。

1 介绍三相电压型脉宽调制（PWM）逆变器已被广泛地用于DC / AC功率变换，因为它可以产生一个可变电压，及变频电源。

然而，它们需要一个死区时间来避免桥臂短路，缓冲电路来抑制开关尖峰。

除了在这些辅助方面，PWM 逆变器还有一个重要的问题，它不能产生与6拍阶梯波一样大的电压。

也就是说，直流母线电压不能被利用到最大。

为了提高正弦波PWM逆变器的电压利用率，提出了另外一个方法，在参考电压中加入3次谐波，通过这种方法基波分量可以提高15.5％[1]。

被广泛使用的空间矢量PWM逆变器，电压利用率可提高到0.906，并可调制到6拍阶梯波[2]。

另一方面，文献【3】分析了不同的不连续的PWM策略，其中a相位的调制波形一个基本周期中有一段至少60度，最多120，其逆变器桥臂开关没有发生动作，被钳位在正/或负直流母线电压。

最近，有人表明，可以通过适当地加入了零序电压到调制波形得到不连续的PWM方案和空间矢量PWM[4]。

通过注入零序电压，调制指数可以提高到0.906。

另一方面，提出了一些离线PWM方法来优化性能指标。

使用这些策略，不仅任一特定的谐波分量可以被消除[5]和总谐波可以被最小化[6]，而且还可以得到逆变器的最大利用率。

然而，由于它们的瞬态响应是缓慢的，所以它们很难被应用于高性能的电动机驱动器。

增加逆变器的利用率没有引起极大的兴趣，直到最近文献【7】--【11】一些过调制方法被提出。

Kerkman使用描述函数模拟变换器增益作为调制指数（MI）函数，加入到希望取得的基波电压的补偿调制系数从实际操作中近似取得。

然而，近似逆变器模型给出了逆变器的非线性增益。

在文献[8]和[9]，这种非线性特性通过一个简单的查找表抵消掉了。

其结果是一个由PWM到6拍阶梯波操作的线性输入输出电压的传递函数。

文献【10】霍尔茨提出了在过调制范围的PWM逆变器连续控制。

在这个方案中，根据调制系数有两种过调制模式。

在模式I，但是，基本电压不能产生为恰好等于基准电压，因为六边形每个角附近的电压增量对基波电压贡献不同于六边形各边的中心附近的电压减量，因为它是在一个平均意义上处理。

因此，在过调制模式1它给出了逆变器一定程度上的非线性传输特征。

对于过调制模式2，没有给出控制输出电压基波成分的足够解释。

文献[11]提出了另一个数字连续控制的空间矢量PWM逆变器，文献【10】中所述过调制两种模式在单模式结合，其实施变得简单，但在理论上逆变器的线性传输特性失去了和产生更高的谐波。

本文提出了一种新型的空间矢量PWM过调制策略来产生精确的对应调制指数的基波电压，其中所需要的输出电压的参考角度和保持角度基于傅里叶级数展开推导。

其原理在图形上很容易理解。

使用该方案，在整个过调制范围可取得逆变器输出电压的线性控制。

此外，对输出电压的谐波成分和总谐波失真（THD）进行了分析。

当方案应用于异步电机驱动的V / f 控制，实验结果证明了在过调制范围可以得到一个平滑的过渡操作。

2 一种新颖的过调制策略在本节中，一个新颖的空间矢量PWM 的过调制策略是从三相基准电压的波形的傅里叶级数展开式而得到所需的基波电压中得到的。

简单的分析，死区时间的影响忽略不计。

用于PWM 逆变器的调制指数在此定义为：（1）其中，V*是相电压基准和Vdc 为逆变器输入直流侧电压。

根据调制指数，PWM 范围被划分成三个区域，如下所示。

A.线性调制（0=<MI<0.906)首先，空间矢量调制的原理的简要描述。

空间电压矢量涉及6有效矢量和两个零矢量，如图Fig.1所示。

电压参考矢量是由时间平均分到与其相邻的两条有效矢量和一个零矢量构成的即:ss T T V T T V V 211*2+= (2)dcV VMI 2*π=其中Ts 是PWM 的采样周期 ，T1和T2是分别施加到V1和V2矢量中的时间间隔。

T1和T2时间间隔，和零矢量时间间隔T0如下计算：)3sin(3*1απ-=dc s V V T T (3))sin(3*2αdcs V VT T = (4))(210T T T T s +-= (5)α是参考电压矢量的角度，如图Fig.1所示调制系数低于MI=0.906，空间矢量调制产生正弦输出电压。

MI=0.906时，输出电压轨迹沿着六边形内切圆。

MI 大于0.906，逆变器的电压波形失真，其幅度变得比基准电压小。

B.过调制1（0.906<MI<=0.952)操作过调制模式1时，为产生V *的所需基波电压，经补偿的电压基准矢量Vc*而被升压，Vc*的幅值处于内切圆和六边形的外接圆两个半径之间。

Fig.2示出三个电压矢量的旋转轨迹在一个复平面（左部）和实际的参考电压矢量Vr*的相电压波形 （粗线）变换在时域（右部）[12]，这是由逆变器实际调制的。

这里，αr 表示从补偿电压矢量轨迹与六边形的边的交点测量到的基准角度 。

对于一个给定的参考电压，相电压波形被分成四个区段。

每个段中的电压方程表示为)6(0,tan 31r dc V f απθθ-<≤=(6))6()6(,sin )6cos(32r r r dc V f απθαπθαπ+<≤--=(7))2()6(,sin )6cos(33r r dc V f απθαπθθπ-<≤+-=(8))2()2(,sin )6cos(34πθαπθαπ<≤--=r r dc V f (9) wt =θ ，w 是基波参考电压矢量的角速度。

（6） - （9）在傅里叶级数里展开并考虑了它的基波组成部分，所得到的方程可以表示为[]⎰⎰⎰⎰++++=DACBr d f d f d f d f F θθθθθθθθπαsin sin sin sin 4)(4321 (10)其中A ，B ，C 和D 分别表示各电压函数的积分范围如图Fig.2所示。

对（10）进行积分，可以取得关于αr 的值F(αr)。

F(αr)表示基波成分的峰值 ，对应（1）的调制指数的定义为：MI V F dc r πα2)(=(11)因此，MI 和αR 之间的关系确定输出电压的线性度，其被绘制在图Fig.3中的实线。

参考电压矢量超过了六边形的边时，逆变器不能产生基准电压一样大的输出电压，因为最大输出限制为六边形的边。

然后，通过切换的时间间隔（3） - （5）被校正为[13]2111'T T T T += （12）2122'T T T T += （13）00'=T （14）从图Fig.2知，模式1上限值是当αr= 0°，调制指数为0.952，这是从（10）和（11）可知的。

当MI 大于0.952，需要另一个过调制算法。

C.过调制2（0.952<MI<=1)在模式I ，在每个基本周期补偿电压矢量的角速度和实际参考电压矢量的角速度是相同的和恒定的。

在这种条件下，输出电压高于MI =0.952不能产生，因为没有剩余区域进行电压损失补偿，即使调制指数增长高于此。

在调制比范围为0.952以上时，实际电压参考矢量被保持在一个顶点为特定的时间，然后在其余部分开关周期沿着六边形的边移动。

αh 控制该有效开关状态保持在顶点的时间间隔的保持角度，它唯一地控制基波电压。

模式II 的基本概念类似于文献[10]，【10】它缺乏有关如何推导算法的清楚解释。

这里，像模式1一样给出基于傅立叶级数展开式的详细解释。

从图Fig.4，四个部分的电压方程表示为)6(0,tan 31h p dc V f απθα-<≤=（15）)6()6(,32h h dc V f απθαπ+<≤-=（16）)2()6(,sin )3cos(3''3h h p pdcV f απθαππαα-<≤+-=（17）)2()2(,324πθαπ<≤-=h dc V f （18）其中：hp απθα61'-=（19）)6,6(,61'''πθθπααπαθαα-=-=--=p p h h p （20）如Fig. 5所示。

其中，αp 为)6(0h απθ-<≤ （21）时实际的参考电压矢量的相位角，αp ’为)3()6(πθαπ<≤+h （22） 时实际的参考电压矢量的相位角αp 和αp ’如下取得。

实际的参考电压矢量以更高的速度从θ=0 ~ π/6旋转，相比，基波电压以固定速度从θ=0~（π/6-αh ）旋转。

等式（19）简单地从用于这两个向量的角位移成比例的关系导出所以，实际的参考电压矢量被保持在一个顶点，而基波连续地从旋转。

情况正好相反，实际的参考电压矢量被保持在一个顶点，而基波连续地从旋转。

实际的参考电压矢量在时开始旋转，并且时与基波电压对准。

如此可类推和的情况，得出表达式（20）。

把（15）--（18）代进（10），其积分结果和（11）匹配，得到调制指数与保持角之间的关系，绘制在图Fig.6中的实线。

3 谐波分析在第二节，取得的αr 和αh 给出了在全部的过调制范围内逆变器的线性增益。

这里使用傅立叶级数表达式。

模式1的f(θ)由（6）--（9）给出,模式2的f(θ）由（15）--(18)给出。

由（22）可以看出，输出电压的偶次谐波和3次谐波消除了。

四个最低次谐波分量（第5，第7，第11，和第13次）对应MI 表示在图Fig.7。

对于特殊的MI ，有些谐波成分没有。

通过快速傅立叶变换FFT ，谐波频谱显示在图Fig.8各谐波分量的幅值吻合（22）的结果。

总谐波失真（THD ）定义如下：12122)(V V V THD r -= （23）其中，Vr 和V1分别是相电压的谐波有效值和基波的有效值。

图Fig.9显示出输出电压的THD 随着调制指数MI 增加，尤其是在模式Ⅱ中，THD 急剧恶化，在MI=1时其顶峰为0.311。