两级CMOS运算放大器的设计与spectrum仿真

LAB2 两级CMOS 运算放大器的设计

V SS

vout

iref

图 1两级CMOS 运算放大器

一：基本目标：

参照《CMOS 模拟集成电路设计第二版》p223.例设计一个CMOS 两级放大器，满足以下指标： 5000/(74)v A V V db = 2.5DD V V = 2.5SS V V =-

5GB MHz = 10L C pF = 10/SR V s μ>

out V V ±范围=2 1~2ICMR V =- 2diss P mW ≤

相位裕度：60o

为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：

单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。要想得到大的增益我们可以采用共源共栅结构来极大地提高输出阻抗的值，但是共源共栅结构中堆叠的MOS 管不可避免地减少了输出电压的范围。因为多一层管子就要至少多增加一个管子的过驱动电压。这样在共源共栅结构的增益与输出电压范围相矛盾。为了缓解这种矛盾引进了两级运放，在两极运放中将这两点各在不同级实现。如本文讨论的两级运放，大的增益靠第一级与第二级相级联而组成，而大的输出电压范围靠第二级这个共源放大器来获得。

表1 典型的无缓冲CMOS 运算放大器特性 二：两级放大电路的电路分析：

图1中有多个电流镜结构，M5,M8组成电流镜，流过M1的电流与流过M2电流

1,23,45/2d d d I I I ==，同时M3，M4组成电流镜结构，如果M3和M4管对称，那么相同的结

构使得在x ，y 两点的电压在Vin 的共模输入范围内不随着Vin 的变化而变化，为第二极放大器提供了恒定的电压和电流。图1所示，Cc 为引入的米勒补偿电容。 表2

m μ工艺库提供的模型参数

表3 一些常用的物理常数

利用表2、表3中的参数

/OX ox ox C t ε=

0ox

K C μ'=

计算得到

2110/N

K A V μ'≅ 262/P

K A V μ'≅ 第一级差分放大器的电压增益为：

1

124

m v ds ds g A g g -=

+ （1）

第二极共源放大器的电压增益为

6

267

m v ds ds g A g g -=

+ （2）

所以二级放大器的总的电压增益为

1626

1224675246672()()

m m m m v v v ds ds ds ds g g g g A A A g g g g I I λλλλ==

=++++ （3）

相位裕量有

111121

180tan (

)tan ()tan ()60M GB GB GB p p z ---Φ=±---=o o 要求60°的相位裕量，假设RHP 零点高于10GB 以上

11102

tan ()tan (

)tan (0.1)120v GB

A p ---++= 102

tan (

)24.3GB

p -= 所以

2 2.2p GB ≥ 即

622.2()m m L c

g g

C C > 由于要求60o

的相位裕量，所以

626210()10m m m m c c

g g

g g C C >⇒>

可得到 2.20.2210

L

c

L C C C >

== 因此由补偿电容最小值，为了获得足够的相位裕量我们可以选定Cc=3pF 考虑共模输入范围：

在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有

3131(max)(max)DD SG n IC n TN IC DD SG TN V V V V V V V V V V --≥--⇒≤-+ （4）

在最小输入情况下，考虑M5处在饱和区，有

1515(min)(min)IC SS GS Dsat IC SS GS Dsat V V V V V V V V --≥⇒≤++ （5）

而电路的一些基本指标有

1

1m v C

g p A C =-

（6）

（7）

（8） 1

m C

g GB C =

（9） CMR: 正的CMR

in

31()()DD T T V V V +（最大）=V 最大最小 (10)

负的CMR

in

15()()SS T DS V V V ++（最小）=V 最大饱和 (12)

由电路的压摆率5

d C

I SR C =

得到 5d I =(3*10-12)()10*106)=30μA(为了一定的裕度，我们取40iref A μ=。)则可以得到，1,23,45/220d d d I I I A μ===

下面用ICMR 的要求计算(W/L)3

53'2331(

)()[]

DD SG TN I W

L K V V V =-+≅11/1 所以有3(

)W L =4()W

L

=11/1

由1m C

g GB C =

，GB=5MHz ，我们可以得到612

15102310

94.2m g s πμ-=⨯⨯⨯⨯= 即可以得到2m1

12'

1

g (/)(/)2/12N W L W L K I ==≅ 用负ICMR 公式计算5Dsat V 由式（12）我们可以得到下式

15(min)IC SS GS Dsat V V V V =++

如果5DS V 的值小于100mv ，可能要求相当大的5(/)W L ，如果5Dsat V 小于0，则ICMR 的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小5I 或者增大5(/)W L 来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们(min)IC V 等于为下限值进行计算

1

5

2

511

(min)Dsat IC TN SS I V V V V β=---（

）

则可以得到的5Dsat V 进而推出

555'2

552(/)()Dsat S W L K V ==

（I ）

11/1≅

即有58(/)(/)11/1W L W L =≅

为了得到60°的相位裕量，6m g 的值近似起码是输入级跨导1m g 的10倍（allen 书例），我们设

6110942m m g g s μ==，为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的正确镜像，要求46SG SG V V =，

图中x ，y 点电位相同

我们可以得到6

64

4

(/)(/)64/1m m g W L W L g ==

进而由6m g =我们可以得到直流电流 22m6m6

67

''

6666

g g 113.72(/)2d d I I A K W L K S μ==== 同样由电流镜原理，我们可以得到

7

755

(/)(/)32/1d d I W L W L I =

= 三：指标的仿真和测量