软开关高压开关电源设计方法研究

关周期, T r 为谐振周期, f s 为开关频率。分析之前假
设: ①所有开关器件和二极管均为理想器件; ②变压 器分布电容为 0; ③ n2 C0 m C r; ④开关器件工作在全 软开关状态。则平均充电电流 I0 为 [ 6 ] :
图 1 高压电容器充电主电路结构图
F ig1 1 Sch em atic d iagram of charger for HV Capacitor s
4 试验结果和分析
为使充电电流恒定, 须用闭环控制。本试验控 制系统采 用基 于 TMS320F240 控 制芯 片的定 宽调 频。图 11为整个电源系统结构图, 高压变压器带有 屏蔽绕组。主电路参 数: U in 为三相 不控整 流后电
压, L r = 13. 4 LH ( 含变压器漏感 ) , C r = 1. 5 LF, CT = 0. 11 LF, k = CT /C r = 0. 07, C0 = 2 500 LF, 变比 n
Tr 12 = 2P L rC rCT / (C r + CT ), |UCT | < U0, iLr ( t ) < 0, i0 ( t ) = 0。该模式末态为: UCT ( t2 ) = U0。④模式 3[ t2, t3 ]: 两个整流二极管导通, 能量从 C r 传递给直 流电源和充电电容。谐振周期为 T r23, 持续时间为 t23。 iLr ( t) < 0, i0 ( t ) > 0, UCT ( t ) = - U0, T r23 = 2P
I0 = 8Tr U in /2PTs Zr = 8 fsU in Cr,
( 1)
根据式 ( 1) , 当 U in、L r、C r 和 f s 恒定且工作在全软开
关状态时, Io 恒定且电容器电压呈线性上升, 但实际
中电源工作时 U in是变化的, 且变压器存在漏感和分
布电容, 高压整流二极管也存在寄生电容, 故实际充
2005年 1月
高电压技术
第 31卷第 1期 # 21#
串联谐振充电电源等效电路图, 可见, 实际电路变为 一串并联谐振电路 [ 6 ]。令 k = CT /C r, 当 U0 < U in / ( 1 + k )时该电路在半个开关周期内有 4种工作模式 (见 图 5): ①模式 0[ ~ t0 ]: 所有开关器件 Q 1 ~ Q 4 和高压 整流二极管关断, U0 不变, 各储能元件能量不变。 iLr ( t) = 0, UCT = U0, UCr ( t) < 0。②模式 1[ t0, t1 ]: Q1、Q 3 导通, 两个整流二极管导通, 能量从直流电源传递到 C r 和充电电容, 谐振周期为 T r01, 工作时间为 t01。 iLr
当 U 0 = 383 V, 其它仿真参数不变时, U0 /U in = 0. 83, k = CT /C r = 0. 031。电流波形见图 10, 由图 10 得到 t01 = 13. 0 Ls, t13 = 4. 0 Ls。由图 6、7可查得 t01 U 0. 49T r = 12. 9 Ls, t13 U 0. 15T r = 3. 9 Ls。试验测 量值与查图所得数据基本吻合。由仿真结果可知, t01、t13的值与查图所得值非常相近, 故可用查图代替 仿真得到 t01和 t13。
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Jan120 05
H igh Vo ltage Eng ineer ing
V o.l 31 No. 1
3 串并联谐振电路仿真
图 9为串并联谐振充电电路谐振电流的仿真波 形, 仿真参数 为 U in = 463 V, U0 = 183 V, C r = 1. 6 LF, CT = 50 nF, L r = 11 LH, k = CT /C r = 0. 031, U0 / U in = 0. 4, T r = 2P L rC r = 26. 4 Ls。根据图 9可得 t01 = 13. 1 Ls, t13 = 12. 5 Ls, 根据图 6、7可查得 t01 U 0. 5T r = 13. 2 Ls, t13 U 0. 47T r = 12. 4 Ls, 仿真值与查 图所得值基本吻合。
( t) > 0, iO ( t) > 0, UCT ( t ) = U0, T r01 = 2P L rC r。该 模式末态为 iLr ( t1 ) = 0, UC r ( t1 ) > 0, UCT ( t1 ) = U0。 ③模式 2[ t1, t2 ]: 所有整 流二极管关断, 能量从 C r 传递给直流电源, 谐振周期为 T r12, 持续时间为 t12。
电电流并不恒定。
2 实际的高压电容器充电电源
在开环控制下, 不能忽略高频升压变压器和高 压整流二极管的分布电容, 可用等效电容描述 [ 。 4-5] 故实际串联谐振电路可用图 3等效电路表示。 Zm、 CT 分别为变压器的激磁阻抗和等效分布电容。在
实际电源系统中, 因 2P Lm CT m T s, 故在 iLr = 0期间 UCT基本不变, 因此可忽略 Zm 的影响。图 4为简化的
= 2P L rCr, 当 U 0 > U in / ( 1+ k )时, 随着 k 的增大, t01将减小。
图 7为不同 k 值下 t13 /T r 和 U0 /U in的关系, 随 着 k 的增加 t13将减小, 且 k对 t13的影响显著。在 t13 期间 D1、D3 导通, 它们的电流为 0, Q1、Q3 在此期间 被关断, 其关断为零电流关断 ZCS。因此, 要保证开 关器件为软关断, 其关断时间不是 任意的, 而应在 t13期间关断, 这对设计非常重要。依据图 6、7可选 一合适关断时间以确保器件为软关断。图 8为不同 k 值下 i0 /I0 ( 0)和 U0 /U in的关系曲线, 其中 I0 ( 0)是 电容电压为 0时充电电流的平均值。随着 k 的增加 充电电流会变小且并不恒定, k 对充电电流的影响 非常显著。为保证在最大充电电容电压时充电电流 足够大, 根据图 8可设计合适的谐振参数以达到实 际所需的充电电流。
= 60, 充电电流 0. 9 A, T r = 2P L rC r = 28. 1 Ls。 图 12为充电电容电压 UC0 = 11 kV 时的谐振电流
波形, 此时输入直流母线电压 U in = 508 V, U0 /U in = 0. 36, 由图 12可得, t01 = 14. 0 Ls, t13 = 12. 0 Ls, 查图 8、9可得, t01 U 0. 5T r = 14. 0 Ls, t13 U 0. 46T r = 12. 9 Ls。试验测量值与查图所得数据基本吻合。图 13 为充电电容电压 UC0 = 23 kV 时的谐振电流波形, 此 时 U in = 497 V, U0 = U in = 0. 77, 由图 13 可得, t01 = 13. 9 Ls, t13 = 7. 1 Ls, t13 /T r = 0. 24。查图 6、7可得, t01 U 0. 49T r = 13. 8 Ls, t13 U 0. 22T r = 6. 2 Ls。试验 测得数据与查图所得数据基本吻合。图 14为设置 电压 23 kV 时充电电压的完整波形。其驱动脉宽固 定为 1610 Ls, 驱动频率根 据充电电流进行 闭环调 节, 充电过程中开关器件一直工作在全软开关状态。 由图可知, 整个充电过程中充电电流恒定, 证明系统 有效。由图 12、13还可看出, 为保证充电电流恒定, 随着 UC0的增加, 开关频率也会升高, 同时也表明, 用固定脉宽的开环控制时, 随着输出电压的增加, 实 际充电电流会下降, 实际的充电电路已不再是理想 的串联谐振电路。
L rC r。该模式末态为: iLr ( t3 ) = 0, UCr ( t3 ) < 0, UCT ( t3 ) = - U0, i0 ( t3 ) = 0。
模式 2、3期间, iLr ( t ) < 0, Q1 和 Q3 的电流为 0, 而 Q 2、Q4 关断, 电流通过 D 1、D3 续流。持续时间 t13
= t12 + t23。根据基尔霍夫电压、电流定律可得到每 一工作模式的详细电路方程, 但相当复杂, 从以上 4 个模式可看出, 当 U0 < U in / ( 1+ k )时 t01不变, t13随 着 U0 的升高而减小。仿真研究发现, 影响 t01、t23大 小的因素主要决定于 k。图 6为不同 k值下 t01 /T r和 U0 /U in的关系曲线。可见, 当 U 0 < U in / ( 1+ k )时, t01
0引 言
理想串联谐振充电拓扑能在较宽电压范围内具 有近似恒流工作的特性, 且抗负载短路能力强, 被广 泛用于对高压电容器充电 [ 1-2] 。但实际它并非理想 的恒流充电, 主要原因有: ①充电时直流母线电压会 变化; ②变压器存在分布电容; ③高压整流器存在寄 生电容。故需不断改变谐振参数进行调试, 直至找 到合适的谐振参数。本文分析了理想和实际串联谐 振电容器充电电源的电流特性, 以及充电系统中高 压变压器和高压整流二极管寄生参数的影响, 指出 因存在寄生电容, 使所设计的高压串联谐振充电电 源变为一高压串并联谐振充电电源, 其充电电流并 不恒定 [ 1-3 ] 。并用等值电路描述变压器和二极管中 复杂的寄生电容 [ 4-5 ] , 该电容可通过试验测得。通过 仿真分析给出了有实用价值的图表, 用它们能快速 设计谐振参数并指导驱动脉冲的设计和电源调试。 文中用一个 21 kW 的高压脉冲电源系统作实例, 证 明了图表法的有效性。
ZHONG H eqing, XU Zh ix in, ZOU Yunp ing, PAN Yuan, L I Jin ( Schoo l of E lectrical and E lectron ic Eng ineering, H uazhong Un iversity of
Sc ience and T echnology, W uhan 430074, Ch ina)