HFSS中高频传输线损耗的精确计算
电缆线损耗计算方法
电缆线损耗计算方法
电缆线损耗计算是电缆线领域里重要的一个环节。
基本的计算公式为：损耗(dB) = 10 * log（输出值/输入值）。
即以输入和输出为参照，计算电缆线的真实损耗，来反映电缆线的性能。
首先，清楚的知道电缆线的频率，阻抗，以及响应能力。
频率越高，则损耗越高；阻抗和响应能力越高，所产生的损耗就越低。
接下来，测量电缆线输入和输出值，计算输入和输出之间的损耗。
在测量当中，可利用电缆头和调整螺丝传送信号，在收发端进行高低频测距，调制驱动器发送电流测试，确定损耗值。
最后，根据实际测量结果得出。
损耗(dB) = 10 * log（输出值/输入值），就能计算出电缆线损耗。
射频中的回波损耗反射系数电压驻波比以及S参数的含义和关系
射频中的回波损耗反射系数电压驻波比以及S参数的含义和关系回波损耗（Return Loss）是指信号在连接器、天线、滤波器、耦合器等元件中从入口到出口发生反射时的信号损耗。
回波损耗通常用分贝单位（dB）来表示，计算公式为RL = -20log，Γ，其中Γ为反射系数。
反射系数（Reflection Coefficient）是指信号从一个点反射回到原点时，波的下行幅度与上行幅度的比值。
反射系数定义为Γ = (ZL - Z0) / (ZL + Z0)，其中ZL为负载阻抗，Z0为系统特性阻抗（通常为50Ω）。
反射系数的绝对值越大，表示反射的波越强，回波损耗也就越小。
电压驻波比（Voltage Standing Wave Ratio，VSWR）是评估信号在传输线上或设备中反射的程度的指标。
它定义为VSWR = (1 + Γ) / (1- Γ)，VSWR的值越大，表示反射越严重，回波损耗也就越小。
当VSWR等于1时，表示无反射，即损耗最小。
S参数（Scattering Parameters）是一组用于描述无源或线性网络中信号传输的参数。
S参数矩阵包括S11、S12、S21和S22四个参数。
其中S11表示输入端口的反射系数，S12表示输入端口的信号传到输出端口的幅度和相位变化，S21表示输出端口的信号传到输入端口的幅度和相位变化，S22表示输出端口的反射系数。
S参数可以描述信号在网络中的传输和反射情况。
回波损耗、反射系数、电压驻波比和S参数之间存在着一定的关系。
回波损耗和反射系数的计算公式可以互相转换，即RL = -20log，Γ，Γ = 10^(-RL/20)。
电压驻波比可以通过反射系数计算得到，即VSWR = (1+ Γ) / (1 - Γ)。
而S参数中的S11和S22表示反射系数，S参数与反射系数之间的关系为Γ = S11或S22总的来说，回波损耗、反射系数、电压驻波比和S参数都是描述射频系统中信号反射和传输的重要参数。
射频中的回波损耗反射系数电压驻波比以及S参数的含义和关系
射频中的回波损耗，反射系数，电压驻波比以及S参数的含义回波损耗，反射系数，电压驻波比, S11这几个参数在射频微波应用中经常会碰到, 他们各自的含义如下:回波损耗(Return Loss): 入射功率/反射功率, 为dB数值反射系数(Г):反射电压/入射电压, 为标量电压驻波比(Voltage Standing Wave Ration): 波腹电压/波节电压S参数: S12为反向传输系数，也就是隔离。
S21为正向传输系数，也就是增益。
S11为输入反射系数，也就是输入回波损耗，S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗。
四者的关系：VSWR=(1+Г)/(1-Г)(1)S11=20lg(Г)(2)RL=-S11 (3)以上各参数的定义与测量都有一个前提，就是其它各端口都要匹配。
这些参数的共同点：他们都是描述阻抗匹配好坏程度的参数。
其中，S11实际上就是反射系数Г，只不过它特指一个网络1号端口的反射系数。
反射系数描述的是入射电压和反射电压之间的比值，而回波损耗是从功率的角度来看待问题。
而电压驻波的原始定义与传输线有关，将两个网络连接在一起，虽然我们能计算出连接之后的电压驻波比的值，但实际上如果这里没有传输线，根本不会存在驻波。
我们实际上可以认为电压驻波比实际上是反射系数的另一种表达方式，至于用哪一个参数来进行描述，取决于怎样方便，以及习惯如何。
回波损耗、反射系数、电压驻波比以及S参数的物理意义回波损耗反射系数电压驻波比s参数以二端口网络为例，如单根传输线，共有四个S参数：S11，S12，S21，S22，对于互易网络有S12＝S21，对于对称网络有S11＝S22，对于无耗网络，有S11*S11+S21*S21＝1，即网络不消耗任何能量，从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。
在高速电路设计中用到以二端口网络为例，如单根传输线，共有四个S参数：S11，S12，S21，S22，对于互易网络有S12＝S21，对于对称网络有S11＝S22，对于无耗网络，有S11*S11+S21*S21＝1，即网络不消耗任何能量，从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。
射频信号在同轴电缆上的损耗
射频信号在同轴电缆上的损耗全文共四篇示例，供您参考第一篇示例：射频（Radio Frequency，RF）信号在通信系统中起着至关重要的作用，它被用于传输无线电信号、数据和其他信号。
在传输过程中，射频信号经常需要通过电缆传输，其中同轴电缆是应用非常广泛的一种传输介质。
在实际应用中，我们常常关注射频信号在同轴电缆中的损耗问题。
本文将深入探讨射频信号在同轴电缆上的损耗原因、影响因素以及相关衡量和优化方法。
同轴电缆作为一种传输介质，具有内、外两层导体之间靠绝缘介质隔离的结构。
在传输射频信号的过程中，同轴电缆损耗可以主要分为两部分：传导损耗和介质损耗。
传导损耗是电磁波在导体中传输时由于电阻而产生的能量损耗，而介质损耗则是由于绝缘材料本身的介质损耗角正切值引起的，这两者共同导致了射频信号在同轴电缆中的损耗。
以下将从几个方面对射频信号在同轴电缆上的损耗进行详细探讨。
射频信号在同轴电缆中的传导损耗。
同轴电缆的传导损耗与电缆的导体材料、导体的形状、电缆的长度和工作频率等因素有关。
在高频率下，传导损耗主要来源于导体本身的电阻，在传输过程中不断地将电能转换为热能而损失。
合理选择导体材料、增加导体直径、减小电缆长度，以及降低工作频率，都可以有效地减小传导损耗。
介质损耗也是射频信号在同轴电缆中的重要损耗因素。
介质损耗主要来自绝缘材料本身的特性，包括介电常数和介电损耗正切。
在同轴电缆中，绝缘材料的选择对介质损耗至关重要。
通常情况下，我们应尽量选择介电常数较小、介电损耗正切较小的绝缘材料，以减小射频信号的介质损耗。
信号的衰减也是射频信号在同轴电缆上的损耗问题。
衰减是信号功率在传输过程中的减小。
射频信号在同轴电缆中的衰减主要受到传导损耗和介质损耗的影响。
通常情况下，我们可以通过增加发射功率、降低工作频率或者选择质量更好的同轴电缆来降低信号的衰减。
为了准确衡量射频信号在同轴电缆中的损耗情况，我们需要了解相关的参数和度量方法。
衰减指标是衡量射频信号在同轴电缆中损耗的重要参数，衰减值表示信号在传输过程中的减小量。
HFSS常见问题集锦（增强版）
HFSS常见问题集锦（增强版）1、HFSS仿真结果的疑问我在做⼀个0.3g--2.7g超宽带天线，⽤ansoft仿真结果也差不多了，可是同⼀模型当我把扫频范围设定为0.3g--1g，结果（⽅向图和驻波）变化很⼤，我进⼀步细化⼜把频率范围设为0.3--0.6g时，结果再次变化，⼀次⽐⼀次变化⼤。
我想问各位⼤虾，同⼀模型是不是每次频率设定范围不⼀样，结果就差距很⼤，那我仿真时该设定多⼤范围⽐较好呀？欢迎热⼼同志给予解释帮助，，，多谢咯答：仿真频率范围⽆谓，关键是在不同的频段仿真的时候你的空⽓盒⼦⼤下得相应的改变，为你仿真中⼼频段的１／４波长．如果仿真频段太宽，也可以分段仿真．2、请教：这个同轴是怎么加的图⽚：请问这个同轴是怎么加的垫⽚印刷在介质板上使⽤50ohm同轴线馈电请问同轴的内轴外轴都是怎么加到天线上的我只将内探针加到了介质上结果有⼀个谐振点总是畸变肯定是我的同轴馈电出了问题⿇烦⼤家帮我看看我想了好久了答：建模时只要画出同轴与地板交界处端⼝就⾏了（内⼼不变），重新画出地板（画⼀个⾯）从这个地板上讲端⼝和内⼼减去（克隆），将内⼼从端⼝中减去（克隆），再在端⼝处设置激励就⾏了。
其实只要把你的模型发上来，⼀看就明⽩了，上⾯的回答应该是⽤集中端⼝设同轴线的做法，附⼀个例⼦给你看看，模型⽐较⼤，把端⼝放⼤就可以看到细节部分了下载1fed by coax lumpedport.rar(6 K) 下载次数:313、提⼀个关于Radiation Boundary的问题如题,按照full book上的说法,只要将模型边界条件设置成Radiation Boundary,就相当于不受边界的约束,波可以辐射到⽆限远空间,换句话说求解的空间⼤⼩已经不会对求解结果产⽣影响.但是我在做微带模型时对空⽓层的⼤⼩设置不同值后发现结果不同.请⾼⼈指点迷津!答：关于这个，可以参考⾦建铭的电磁场的有限元⽅法⼀书，电磁场的有限元⽅法中对于计算区域的截断的处理都不是⾮常的理想，辐射边界也是近似，⾄于辐射边界与计算⽬标的距离说法更是不⼀，论坛之前有帖⼦进⾏过⼤规模的讨论，我记得结果似乎是没有完全的定论，最常见到说法是0.25波长就”差不多“，呵呵具体每种情况到底差多少也不可⼀概⽽论。
hfss的z参数
hfss的z参数一、引言HFSS（High Frequency Structure Simulator）是一款广泛使用的电磁仿真软件，主要用于高频电磁场问题的分析和设计。
在HFSS中，Z参数是一个非常重要的概念，它描述了电路元件或系统的阻抗特性。
了解和掌握Z参数在HFSS中的使用方法对于进行精确的电磁仿真和设计具有重要意义。
二、Z参数的基本概念Z参数，也称为阻抗参数，描述了电路元件或系统的输入阻抗与输出阻抗之间的关系。
在高频情况下，由于信号的频率较高，电路元件的寄生效应和传输线的效应变得更加显著，因此Z参数的应用尤为重要。
在HFSS中，Z参数可以通过S参数转换得到，而S参数则是描述系统传输特性的重要参数。
三、Z参数的提取方法在HFSS中提取Z参数的方法有多种，其中最常用的是通过S参数转换得到。
具体步骤如下：1.在HFSS中建立电路模型，并设置合适的边界条件和激励源。
2.运行仿真，得到S参数的频率域数据。
3.将S参数数据导出到MATLAB或其他数据处理软件中。
4.在MATLAB中进行S参数到Z参数的转换。
具体转换公式为：Z=((Z0^2)/(S[2,2]+S[2,1]*S[1,2]/S[1,1]))^(1/2)，其中Z0为特性阻抗，S[2,2]、S[2,1]、S[1,2]和S[1,1]分别为S参数矩阵的元素。
5.根据转换得到的Z参数数据绘制阻抗图谱，并进行相应的分析和优化。
四、Z参数的应用Z参数在HFSS中的应用非常广泛，主要包括以下几个方面：1.电路元件的匹配设计：通过调整电路元件的Z参数，可以实现电路元件之间的匹配，减小信号反射和能量损耗，提高电路的性能。
2.传输线设计：在传输线设计中，Z参数可以帮助我们了解传输线的阻抗特性和信号的传输质量，从而优化传输线的设计。
3.滤波器设计：通过提取和优化Z参数，可以设计出性能优良的高频滤波器。
4.天线设计：在天线设计中，Z参数可以帮助我们了解天线的阻抗特性和辐射性能，从而优化天线的结构和工作频率。
每天学习一点：更准确的同轴电缆衰减器计算公式
每天学习⼀点：更准确的同轴电缆衰减器计算公式“教科书”中同轴⾦属衰减器的计算公式假设趋肤深度远⼩于内导体直径（下⾯的尺⼨“a”），或外导体的厚度（下图中尺⼨“c”减去尺⼨“b”））。
那么，如果情况并⾮如此，会发⽣什么？假设趋肤深度是导体临界尺⼨的重要部分（或者甚⾄⽐导体临界尺⼨更⼤）？例如：当您通过瘦的同轴线放置1 MHz信号时，可能就会出现这种情况。
在越来越低的频率下，趋肤深度变得越来越⼤（它变为1 / SQRT（f），f是频率），在这种情况下有时（如AM⼴播电台）教科书中的假设不再有效。
同轴传输线的截⾯图让我们来看看教科书计算同轴传输线的计算公式。
在我们计算两个导体的每单位长度的电阻之前，我们⾸先看⼀下如何计算两个导体的等效横截⾯积（计算电阻/长度的中间步骤）。
请记住，RF薄层电阻是根据导体的深度等于⼀个趋肤深度的区域计算出来的。
对于⾮常⼩的趋肤深度（根据微波教科书）：考虑趋肤深度的导体等效尺⼨当你在较低频率误⽤这个等式时会发⽣什么？在DC（0赫兹）时，趋肤深度是⽆穷⼤。
因此上述计算公式可能不正确，或者您的同轴电缆具有⽆限导电性和零电阻。
更准确的计算公式在我们开始之前，我们必须强调，当应⽤上述等式时，在“正常”的微波频率下其计算误差⾮常⼩。
然⽽...上图定义了这个有⼀点点数学问题的尺⼨。
中⼼导体的半径是a，外导体的内部半径是b，外导体的外径是半径c。
与准确计算相关的数学是积分问题，注意到当您穿透导体时，电流密度的下降为EXP（-z /δ），其中δ是趋肤深度。
在集成和简化之后，中⼼导体和外导体的等效⾯积的计算公式是：考虑趋肤深度的导体等效⾯积请注意，内导体和外导体的趋肤深度应始终单独考虑，因为它们并不总是相同的材料。
我们怎么知道这个解决⽅案有效？有两个测试可以证明。
⾸先在DC，该区域应该等于中⼼导体和外导体“甜甜圈”的⼏何⾯积，这是⼀个简单的⼏何问题：考虑趋肤深度的导体在DC情况的等效⾯积其次，在⾼频率下应该满⾜教科书的计算⽅程。
射频电缆传输计算理论
射频电缆的参数理论第一节特性阻抗特性阻抗是选用电缆的首先要考虑的参数，它是电缆本身的参数，它取决于导体的直径以及绝缘结构的等效介电常数。
特性阻抗对于电缆的使用有很大的影响。
例如在选择射频电缆作为发射天线馈线时，其特性阻抗应尽可能和天线的阻抗一致，否则会在电缆和天线的连接处造成信号反射，使得天线得到的功率减少，电缆的传输效率也会下降，更为严重的是，反射的存在会使电缆沿线出现驻波，有些地方会出现电压和电流的过载，从而造成电缆的热击穿或热损伤而影响电缆的正常运行。
电缆内部反射的存在，还会造成传输信号的畸变，使传输信号出现重影，严重影响信号传输质量。
为了便于使用，射频电缆的阻抗已经标准化了。
因此在选用电缆时应尽可能选用标准阻抗值。
对于射频同轴电缆有以下三中标准阻抗：50±2ohm 推荐使用于射频及微波，用于测试仪表以及同轴－波导转换器等；75±3ohm 用于视频或者脉冲数据传输，用于大长度例如CATV电缆传输系统；100±5ohm 用于低电容电缆以及其它特种电缆。
以下是同轴电缆特性阻抗计算的各种公式。
§1.1同轴电缆阻抗公式根据传输理论，特性阻抗公式为：Zc ＝)/()(C j G L j R ωω++式中，R 、L 、G 、C 、代表该传输线的一次参数，而ω=2πf 代表信号的角频率。
对于射频同轴电缆传输高频信号，通常都有R ＜＜ωL ，G ＜＜ωC ，此时特性阻抗公式可以简化为：Zc =C L / ＝60•ln(D/d)/ε ＝138•lg(D/d)/ε （ohm ） 式中，D 为外导体内直径 （mm ）d 为内导体外直径 （mm ） ε为绝缘相对介电常数表1给出了常用绝缘材料的相对介电常数。
表1常用介质材料的特性§1.2皱纹外导体同轴电缆阻抗公式皱纹外导体已经获得广泛应用，阻抗尚无标准的方法计算，可以利用电容电感参考方法进行计算。
测量出L和C后可以计算阻抗：Zc =CL/§1.4特性阻抗与电容的关系同轴电缆的特性阻抗与电容有如下简单的关系，即Zc＝104/3· / C式中，C为电缆电容（pF/m）第二节电容电容是射频电缆的一个重要参数，同轴电缆的电容按照下式计算：C＝1000ε/（18lnD/d）＝24.13ε/（lgD/d）（pF/m）第三节衰减衰减是射频电缆的重要参数之一，它反映了电磁能量沿电缆传输时的损耗的大小。
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Transmission Line Refresher
Zo [Ω] log (S21)dB [dB/m] log (α)dB [dB/m]
Break frequency 1: Zo approaches asymptote value
S21 referenced to 50Ω α referenced to Zo(f) α = (R/2Zo)
Package Stripline Results
dielectric loss only conductor loss only dielectric + conductor
modal “flip-flop”
Uncorrected HFSS has two modes with nearly identical Beta values - at approximately 4 GHz, the modal results cross over and the recorded alpha effectively “flip-flops”. meshing limitation Corrected version uses mode 1 data before 4GHz, mode 2 data after 4GHz. Measured data still shows more loss than the HFSS simulations...
Accounting for High Frequency Transmission Line Loss Effects in HFSS
Andrew Byers Tektronix
Transmission Line Refresher
γ = α + j β = (R + jωL) * (G + jωC) Zo = Zr + j Zi = (R + jωL) / (G + jωC) Transmission line characteristics describe a particular mode Number of modes = number of conductors -1 α = attenuation constant (loss in either metal or dielectric) β = propagation constant (dependent on εo and µo) R, L, C, G = frequency dependent equivalent circuit parameters
Frequency-dependent Loss Mechanisms in Transmission Lines
Surface Roughness
• Surface of conductors can be “rough” - sometimes intentionally to aid in metal adhesion to substrate surface • increase in total current travel distance will result in an increase in loss with frequency α’c = αc [ 1 + 2/π tan-1{1.4(∆/δs)2}] * α’c = attenuation for rough surface αc = attenuation for smooth surface δs = skin depth ∆ = r.m.s. surface roughness height
Package Stripline - Surface Roughness
m=1 m=0.5
HFSS simulation with no S.R. is not lossy enough. HFSS simulation with 1um S.R. calculation is too lossy.
Design dimensions: w=2.4um, h=3.25um, t=2.07um tanδ = 0.001
passivation removed
v9 view
σ = 3.22E7
w
t
SiO2 εr=4.1
h
Measured data taken directly on a test wafer using the ‘TRL’ calibration procedure to deembed the RF probe pads and extract the line characteristics.
surface roughness
* Edwards, Terry. Foundations for Microstrip Circuit Design. John Wiley and Sons, 1992.
PCB Microstrip HFSS Simulations
Typical PCB dimensions: w=8mils, t=1.6mils, h=4mils, εr = 4 loss properties: tanδ = 0.04 σ = 5.8E7
Frequency-dependent Loss Mechanisms in Transmission Lines
Conductor Losses
• Current crowds to surface of transmission line as frequency increases • Resistance of line inversely proportional to current-carrying cross-section: R = ρ/A • As the current approaches the “skin depth”, the resistance of the line begins to increase with the square root of frequency: δs = 1 πfσµo • Conductor loss dominates in high-performance package and chip environment (low dielectric loss substrates or very thin metal)
Break frequency 2: skin effect region starts
log (freq)
“log-log” scale reference: National Bureau of Standards Tech Note 1042
Frequency-dependent Loss Mechanisms in Transmission Lines
Package Stripline - Surface Roughness
SEM cross sectional pictures
surface roughness r.m.s = 1um
• Surface roughness on bottom side of stripline • In the stripline configuration, current spreads on BOTH sides of stripline • Adjust surface roughness calculation by half to account for current distribution
Cross-section measured dimensions: w=79um, h1=60um, h2=138um, t=5um loss properties: tanδ = 0.008
h1 w t h2
σ = 5.8E7
εr=3.4
Measured data taken on a test package using the ‘TRL’ calibration procedure to deembed the RF probe pads and extract the line characteristics.
α’c = αc [ 1 + (2/π tan-1{1.4(∆/δs)2})]
HFSS simulation with 1um S.R. calculation, assuming half current distribution on rough side, fits measured data very well.
Dielectric Loss
• function of dielectric loss tangent, tan δ • dielectric loss dominates in PCB environments on FR4-like substrates • loss is directly proportional to frequency and tanδ
HFSS v9 view
inspect the attenuation constant, α, to view loss characteristics ... [8.686dB/m = 1Np/m]
PCB Microstrip
SOME OBSERVATIONS: Dielectric loss dominates at freq > 200MHz Conductor loss DOES contribute at freq < 5GHz Solving on surface only makes the skin depth approximation across all frequencies, ignoring the “transition region”. Solving inside the metal has an upper frequency limitation dependent on mesh density.