电路与BOOST电路设计实例
PFC电路与BOOST电路设计实例解析
f (mmin )
sin 2 t dt
0
1
1
sint
mm in
13
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——DCM
要保证电感电流断续，必须满足d1+d2<1 随着mmin=Vo/Vin的增加，d1+d2先减小后增大 因此在输入电压较小与较大时均会使电感电流趋
于连续
通常在断续模式下的电感量设计中按最低输入电 压时确参数。
（4）单周控制：能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，有反应 快、开关频率恒定、鲁棒性强、易于实现、抗电源干扰、控制电路简 单等优点。
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上节内容回顾
谐波污染的治理主要途径： 无源电力滤波器（PPF）
BOOST电路
功率因素校正（PFC） 基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法 PFC典型芯片UC3854介绍 基于Boost电路的PFC变换器设计实例
1
功率因素校正-谐波的危害
Ii
a
直
Vi
流 变 换
负 载
器
b
2
功率因素校正-谐波的危害
传统的AC-DC变换器和开关电源，其输入 电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端 直接接到大电容滤波器。
DCM
输入电流自动跟踪输入电压，控制简单，仅需一个电压环， 成本低，电感量小，主管ZCS，续流管无反向恢复问题 ,定频工 作，适合小功率用电设备 。
BCM
输入电流自动跟踪输入电压，电感量小，一般采用变频控制， 在固定功率开关管开启时间的条件下，调整开关管的关断时间， 使电感始终处于临界导电模式，可获得单位功率因数，但是滤 波器设计困难，适用于中小功率场合。
ui
其中，di ima，x 因此 dt Ton
Boost升压电路设计
《电力电子转换电路建模与控制》作业2姓名：胡志健学号：2141130一、设计要求：额定输入电压DC 12V，输出电压18V。
输出电流5A，电压纹波0.1V,闭环控制，输入电压在10~14V变化或负载电流2~5A变化时，稳态输出能保持在18V。
二、设计原理及方案1. 电路采用闭环增益补偿式Boost电路实现设计要求。
原理图如下所示：图1 Buck升压电路原理图2. 参数计算分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。
当可控开关V处于通态时，电源E向电感L充电，充电电流基本恒定为I l，同时电容C上的电压向负载R供电。
因C值很大，基本保持输出电压u o为恒指，记为U o。
设V处于通态的时间为t on，此阶段电感L上积蓄的能量为EI l t on。
当V处于断态时E和L共同向电容C充电并向负载R提供能量。
设V处于断态的时间为t off，则在此期间电感L释放的能量为(U o−E)I l t off当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即EI l t on=(U o−E)I l t off化简得U o=(t on+t off)×E/t off=TE/t off式中，T/t off≥1，输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。
根据占空比定义α=t on/T可以将输出电压表示为U o=E/(1−α)升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因：（1）电感L储能之后具有使电压泵升的作用；（2）电容C可将输出电压保持住。
3. 模型优化在借助电路仿真软件时，建模时需考虑到现实世界中电子器件特性。
为进一步切合实际应用场合选择的Boost增益反馈控制电路图，如下所示：图2 增益补偿式Boost电路可以看到，在图2中对电感、电容、二极管以及开关管都做了实际化处理。
此外，在输出电压端采用电阻分压反馈方式，将实际输出反馈给PWM控制器，进而控制开关管SW。
运用软开关技术的Boost电路原理及实现
运用软开关技术的Boost电路原理及实现1 引言采用硬开关工作方式的Boost电路，在开关频率很高时，其开关损耗增大，电源效率降低。
为了提高开关电源的频率和效率，必须减小开关损耗。
本文提出了一种运用软开关技术的Boost电路，该电路实现简便，开关频率恒定，控制简单。
通过对该电路工作原理的分析，以及仿真及实验的结果，证明该电路具有良好的减少开关损耗及提高电源效率的作用。
2 主电路拓扑及工作原理分析该电路的拓扑如图1所示。
从图中可以看出，它是由传统的Boost 电路与由D2、D3、Lr、Cr组成的谐振电路连接而成的。
该电路工作过程如图2所示。
为了讨论的方便，我们假定L1中的电流和Cf中的电压在一个开关周期内保持不变。
电路工作波形如图3所示。
1) 第一阶段[t0－t1]t0时刻二极管D1导通，能量由电源向负载输送。
2) 第二阶段[t1－t2]S1在ZCS的状态下开通，t2时刻Lr中的电流线性下降到零。
由于D1保持导通，Cr的电压保持在Vo。
3) 第三阶段[t2－t3]t2时刻D1截至，谐振开始，D2导通，电容Cr向Lr充电，Cr上的电压由V o变到－Vi。
4) 第四阶段[t3－t4]t3时刻D3导通，Cr中的电压与输入电压相等。
在这个阶段中，Lr 中的电流线性减小到零。
5) 第五阶段[t4－t5]t4时刻Lr中的电流变为0，D2、D3截至。
6) 第六阶段[t5－t6]t5时刻S1在ZVS的状态下断开，D3为电流ii提供一条通路，电容线性放电。
7) 第七阶段[t6－t7]t6时刻电容Cr上的电压变为（Vo－Vi）时，D1导通。
在此过程中，Lr和Cr又有一次谐振，直至VCr变为V o。
8) 第八阶段[t7－t8]t7时刻VCr=V o时，D2导通，Lr中的电流线性上升，直至电流变为Ii。
该阶段结束后，便开始，下一个周期。
从图3中可以看出，电路是工作在软开关状态下的。
3 电源变换范围的讨论为了便于对电路电压增益进行定量的分析，我们假定所有的元器件都是理想的。
BOOST电路设计与仿真
目录Boost变换器性能指标:输入电压：标准直流电压Vin=48V输出电压：直流电压Vo=220V 参考电压 Vref=5V输出功率：Pout=5Kw输出电压纹波：Vpp= Vm=4V电流纹波：开关频率：fs=100kHz相位裕度：60幅值裕度：10dB一. Boost主电路设计：占空比D计算根据Boost变换器输入输出电压之间的关系求出占空比D的变化范围;=0.782D=U U−U UUUUUU U临界电感L计算=1.8UULc=UU U(1−U)22U U U U选取L>Lc,在此选L=4uH临界电容C计算取纹波Vpp<C=U U UU U U UU =22.7×0.782100000×2.2=80.6UU选取C>Cc,在此选C=100uF 输出电阻阻值R=UU=U×UU=9.68Boost主电路传递函数Gvds占空比dt到输出电压Vot的传递函数为：UUU (U)=(1−U)U(1−UU（1−D)2U)UUU2+U(UU)+(1−U)2UUU (U)=47.96∗(1−8.7×10−6U)4×10−10U2+4.13×10−7U+0.048二. Boost变换器开环分析PSIM仿真电压仿真波形如下图电压稳定时间大约毫秒,稳定在220V左右电压稳定后的纹波如下图电压稳定后的纹波大约为电流仿真波形如下图电流稳定时间大约2毫秒,稳定在22A左右电流稳定后的纹波如下图Matlab仿真频域特性设定参考电压为5V,则U(U)=UUUU =UUU,U U(U)=UU U=UU系统的开环传递函数为U U(U)=U UU(U)U U(U)U(U)U U(U),其中U(U)= U,U U(U)=U由上图可得,Gvds的低频增益为-60dB,截止频率fc=196KHz,相位裕度,相位裕度过小,高频段是-20dB/dec;系统不稳定,需要加控制电路调整;1、开环传递函数在低频段的增益较小,会导致较大的稳态误差2、中频段的剪切频率较小会影响系统的响应速度,使调节时间较大;剪切频率较大则会降低高频抗干扰能力;3、相角裕度太小会影响系统的稳定性,使单位阶跃响应的超调量较大;4、高频段是-20dB/dec,抗干扰能力差;将U(U)=UUUU =UUU,U U(U)=UU U=UU代到未加补偿器的开环传递函数中;则U U(U)=U UU(U)U U(U)U(U)U U(U),其中U U(U)=U未加补偿器的开环传递函数如图三. Boost闭环控制设计闭环控制原理输出电压采样与电压基准送到误差放大器,其输出经过一定的补偿后与PWM调制后控制开关管Q的通断,控制输出电压的稳定,同时还有具有一定的抑制输入和负载扰动的能力;令PWM的载波幅值等于4,则开环传递函数为Fs=GvdsHsGcs补偿网络的设计使用SISOTOOL确定参数原始系统主要问题是相位裕度太低、穿越频率太低;改进的思路是在远低于穿越频率fc处,给补偿网络增加一个零点fZ,开环传递函数就会产生足够的超前相移,保证系统有足够的裕量；在大于零点频率的附近增加一个极点fP,并且为了克服稳态误差大的缺点,可以加入倒置零点fL,为此可以采用如图4所示的PID补偿网络;根据电路写出的PID补偿网络的传递函数为：UU (U)=UUU(U+UU U)(U+U UU)(U+UU U)式中：U UU=−U UU UU+U UU ,U U=UU UU U U,U U=UU U U U,U U=U UU+U UUU UU U UU U U在此我们通过使用Matlab中SISOTOOL工具来设计调节器参数,可得:零点频率U U=U.UUUUU极点频率U U=UUUUUU倒置零点频率U U=UUUUU直流增益U UU=U.UUUU首先确定PID调节器的参数,按设计要求拖动添加零点与极点,所得参数如图加入PID之后,低频段的增益抬高,稳态误差减小,如图闭环阶跃响应曲线如下图幅值裕度为：GM=,相角裕度：PM=°,截止频率：fc=10KHz高频段f>fp,补偿后的系统回路增益在fc处提升至0dB,且以-40dB/dec的斜率下降,能够有效地抑制高频干扰;计算补偿网络的参数由sisotool得到补偿网络的传递函数为：G C (s)=2784.7×(1+0.0001s)(1+0.00027s)s(1+2×10−7s)由前面可有补偿网络的传递函数为：UU (U)=UUU(U+UU U)(U+U UU)(U+UU U)对比两式可得,假设补偿网络中 Ci=1μF依据前面的方法计算后,选用Rz=270,Rp=,Rf=,Cf=;四．修正后电路PSIM仿真1额定输入电压,额定负载下的仿真电压响应如下图电压稳定时间大约为2毫秒,稳定值为220V,超调量有所减少,峰值电压减小到了260V.稳定后的电压纹波如下图电压纹波大约为电流纹波如下电流纹波大约为验证扰动psim图2额定输入电压下,负载阶跃变化0-3KW-5KW-3KW电压响应曲线如下图电压调节时间大约1ms,纹波不变大约为;由此可见,输出电压对负载变化的反应速度很快且输出电压稳定;电流响应曲线如下图3负载不变3KW,输入电压阶跃变化48-36V输入电压从48V变到36V时的电压响应如下图输出电压的局部放大图像如下图由上图可知,输出电压调节时间大约为1ms,而且稳压效果好;五．设计体会通过BOOST变换器的设计,可以看出闭环控制的稳压及抑制干扰的作用;在设计补偿电路可用sisotool电路特性进行修正,从而得到较为理想的幅值裕度、相角裕度和闭环阶跃响应,从而提高PID的调节性能;。
boost电路实例原理概述
BOOST电路为非隔离型升压电路，与反激型开关电源工作原理相似。
先开关管开通给电感储能，完成储能后关断开关管，电感会出现一个与充电相反的电动式电压（电感特性所
决定），与供电电压叠加，从而起到升压作用；控制电感的不同充电时间（脉宽），就能得到
不同输出的升压电压，为得到输出稳定的升压电压，需要电压反馈闭环控制前级脉宽。
根据实际证明，BOSST电路的升压电路最高提升不得超过5倍电源电压，为升压稳定工作可靠范围，升压计算公式为：Vout=Vin/(1-D) V out为输出电压、Vin为输入电压D
为占空比。
此电路供电电源经L1共模电感输入，与C1、C2、C3组成输入滤波网络得到稳定的直流电压;
UC3843是脉宽发生器，其引脚功能如下：
1、2脚经R1
2、C14组成电压反馈网络，2脚是电压反馈端；
3脚为电流检测端；
4脚为振荡端，R10是振荡电阻，C43是振荡电容；
7脚是此芯片供电正端（VCC），5脚此芯片供电负端（GND）；
8脚为5V基准输出。
6脚为PWM输出。
此信号驱动Q1 MOS管开关，给L2是电感储能，关断时，电感（反峰）储能释放叠加的电压经过D1 快恢复二极管输出，此二极管防输出电容电压反串。
C4、C5为滤波电容，L3共模电感输出。
反馈电
压R24、R23、R25、R26电阻分压取样控制U3 TL431 导通量给U1的2脚。
R3为工作电流检测电阻，检测的电压经R11送给U1的3脚。
案例分析 如何增强boost升压电路负载能力
案例分析如何增强boost升压电路负载能力
工程师在进行boost电路设计时，需要进行多方面的综合考虑，电压负载能力是否达到标准要求也是非常重要的检查项。
如何提升boost升压电路的负载能力？使用什幺驱动方法比较好？下面就让我们通过一个实际的案例来进行分析，看专家老师是通过哪些方法顺利提升带负载能力的吧。
实际案例
在本案例中，Boost电路设计为最基础的结构类型，即由一个储能电感、一个肖特基二极管、一个大电容、一个MOS开关管组成，使用SG3525做PWM驱动器，直接一路驱动+闭环电压反馈。
开通后由12V输入升压到
55V、1.5A，一带载电压就降到22V左右，升不上去。
电压升到24V后能够带一个40W的负载，但是电压相应的会下降2V左右。
电路空载时输出电压良好，为55V，电压调整率稳定，输出电压比较稳定的，但带不了负载。
案例分析
依据本案例的描述，那幺这个boost电路所需要的是一个占空比能超过50%的控制芯片。
如果是采用的一路输出带的MOS管，最大占空比50%左右。
即使理想情况下，50%的最大占空比带载后最大输出电压也不过24V，所以输出22V，再正常不过了。
除此之外，另一个可行的办法就是需要用两只MOSFET分别用3525的两个输出端驱动，两只MOSFET漏极并联。
采用这个办法可以得到正常运转所需要的电压，不过3525没有限制最大占空比，对于Boost电路有可能出现占空比始终为为最大的错误状态。
这时候两只MOSFET轮流导通，没有关断的时刻也无法输出能量，因此需要手动开启软启动功能，在软启动的状态下，这个电路是可以正常工作的。
四种软开关BOOST电路的分析与仿真(图清晰)
四种常用BOOST带软开关电路的分析与仿真 （图清晰）软开关的实质是什么？所谓软开关，就是利用电感电流不能突变这个特性，用电感来限制开关管开通过程的电流上升速率，实现零电流开通。
利用电容电压不能突变的特性，用电容来限制开关管关断过程的电压上升速率，实现零电压关断。
并且利用LC谐振回路的电流与电压存在相位差的特性，用电感电流给MOS结电容放电，从而实现零电压开通。
或是在管子关断之前，电流就已经过零，从而实现零电流关断。
软开关的拓扑结构非常多，每种基本的拓扑结构上都可以演变出多种的软开关拓扑。
我们在这里，仅对比较常用的，适用于APFC电路的BOOST结构的软开关作一个简单介绍并作仿真。
我们先看看基本的BOOST电路存在的问题，下图是最典型的BOOST电路：假设电感电流处于连续模式，驱动信号占空比为D。
那么根据稳态时，磁芯的正向励磁伏秒积和反向励磁伏秒积相同这个关系，可以得到下式：VIN×D=(VOUT-VIN)(1-D)，那么可以知道：VOUT=VIN/(1-D)那么对于BOOST电路来说，最大的特点就是输出电压比输入电压高，这也就是这个拓扑叫做BOOST电路的原因。
另外，BOOST电路也有另外一个名称：upconverter，此乃题外话，暂且按下不表。
对于传统的BOOST电路，这个电路存在的问题在哪里呢？我们知道，电力电子的功率器件，并不是理想的器件。
在基本的BOOST电路中：1、当MOS管开通时，由于MOS管存在结电容，那么开通的时候，结电容COSS储存的能量几乎完全以热的方式消耗在MOS的导通过程。
其损耗功率为COSSV2fS/2，fS是开关频率。
V为结电容上的电压，在此处V=VOUT。
（注意：结电容与静电容有些不一样，是和MOS 上承受的电压相关的。
）2、当MOS管开通时，升压二极管在由正向导通向反偏截止的过程中，存在一个反向恢复过程，在这个过程中，会有很大的电流尖峰流过二极管与MOS管，从而导致功率损耗。
(完整版)Buck-Boost电路设计
500W Buck/Boost电路设计与仿真验证一、主电路拓扑与控制方式Buck/Boost变换器是输出电压可低于或高于输入电压的一种单管直流变换器，其主电路与Buck或Boost 变换器所用元器件相同，也有开关管、二极管、电感和电容构成，如图1—1所示。
与Buck和Boost电路不同的是，电感L f在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压相反。
开关管也采用PWM控制方式。
Buck/Boost变换器也有电感电流连续喝断续两种工作方式，本文只讨论电感电流在连续状态下的工作模式。
图1-2是电感电流连续时的主要波形。
图1-3是Buck/Boost变换器在不同工作模态下的等效电路图。
电感电流连续工作时，有两种工作模态，图1-3(a)的开关管Q导通时的工作模态，图1-3（b）是开关管Q关断、D续流时的工作模态。
V o图1—1 主电路Vi LFi Qi DV图1-2 电感电流连续工作波形V oV o(a） Q导通 (b） Q关断,D续流图1—3 Buck/Boost不同开关模态下等效电路二、电感电流连续工作原理和基本关系电感电流连续工作时，Buck/Boost变换器有开关管Q导通和开关管Q关断两种工作模态.在开关模态1[0～t on]：t=0时,Q导通，电源电压V in加载电感L f上,电感电流线性增长,二极管D戒指，负载电流由电容C f提供:f L f in di L V dt=(2-1）oo LDV I R =(2—2） ofo dV C I dt=（2-3）t=t on 时,电感电流增加到最大值max L i ，Q 关断。
在Q 导通期间电感电流增加量f L i ∆f inL y fV i D T L ∆=⋅ (2-4)在开关模态2［t on ~ T]：t=t on 时，Q 关断，D 续流，电感L f 贮能转为负载功率并给电容C f 充电，f L i 在输出电压Vo 作用下下降：f L fo di L V dt=（2-5）f o o oL fo f LDdV dV V i C I C dt dt R =+=+（2—6)t=T 时，f L i 见到最小值min L i ，在t on ~ T 期间f L i 减小量f L i ∆为：(1)f o o L off y f fV Vi t D T L L ∆=⋅=- （2-7）此后,Q 又导通，转入下一工作周期.由此可见，Buck/Boost 变换器的能量转换有两个过程：第一个过程是Q 开通电感L f 贮能的过程,第二个是电感能量向负载和电容C f 转移的过程。
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功率因素校正（PFC） 基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法 PFC典型芯片UC3854介绍 基于Boost电路的PFC变换器设计实例
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功率因素校正-谐波的危害
Ii
a
直
Vi
流 变 换
负 载
器
b
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功率因素校正-谐波的危害
传统的AC-DC变换器和开关电源，其输入 电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端 直接接到大电容滤波器。
P视在
Vrms I rms
I rms
功率因数校正的任务
正弦化，使电流失真因数 1 同相位，使相移因数 cos＝1
4
功率因素校正（PFC）
功率因素校正PFC是十几年电源技术进步的重大领域，它 的基本原理是：
是电源输入电流实现正弦波，正弦化就是要使其谐波为
零，电流失真因数 1
保证电流相位与输入电压保持同相位，两波形同相位，
CCM
常用的有电流峰值控制法、电流滞环控制法或平均电流控制 法，可以定频，也可以变频，高功率因素，要用到乘法器，控 制相对复杂，成本高。适用于大功率场合 。
17
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——CCM
概述
通常情况下，电感电流连续时的控制电路都需要有一 个模拟乘法器和电流检测环路，与输出电压的反馈信号 一起调制功率开关管的控制信号，其中模拟乘法器的精 度将影响PF值和输入电流谐波含量THD。示意图图下 ，
18
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——CCM
CCM状态下控制方式
1. 峰值电流控制 2. 平均电流控制 3. 滞环控制 4. 单周期控制
19
PFC控制方法——CCM-Peak Current Control
1. 峰值电流控制
峰值电流控制的原理框图如下:
B 分压后
1.054
d (mmin )
0.753
1.15
mmin 3.162
4
DCM的d参数与mmin的关系曲线
14
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——BCM BCM
一般采用变频控制，在固定功率开关管开启时间的条 件下，调整开关管的关断时间，使电感始终处于临界导 电模式，可获得单位功率因数，适用于中小功率场合。 开关频率不固定（变频），功率管导通时间固定。
DCM
输入电流自动跟踪输入电压，控制简单，仅需一个电压环， 成本低，电感量小，主管ZCS，续流管无反向恢复问题 ,定频工 作，适合小功率用电设备 。
BCM
输入电流自动跟踪输入电压，电感量小，一般采用变频控制， 在固定功率开关管开启时间的条件下，调整开关管的关断时间， 使电感始终处于临界导电模式，可获得单位功率因数，但是滤 波器设计困难，适用于中小功率场合。
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功率因素校正（PFC）
基于Boost电路的PFC变换器的提出
Boost用于PFC的优势 1.Boost可工作在三种模态CCM,BCM,DCM 2.储能电感又是滤波器，可抑制电磁干扰EMI 和射频干扰RFI 电流波形失真小 3.输出功率大 4.共源极可简化驱动电路等优点
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基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法-概述
f (mmin )
sin 2 t dt
0
1
1
sint
mm in
13
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——DCM
要保证电感电流断续，必须满足d1+d2<1 随着mmin=Vo/Vin的增加，d1+d2先减小后增大 因此在输入电压较小与较大时均会使电感电流趋
于连续
通常在断续模式下的电感量设计中按最低输入电 压时确参数。
相移因数 cos 1
最终实现功率因素PF=1的设计工作目标
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功率因素校正（PFC）
两种主要的功率因素校正的方法
1) 无源PFC技术 2) 有源PFC技术
6
功率因素校正（PFC）
单管功率因素校正变换器的概念 只用一个主开关管，可使功率因数校正到0.8
以上，并使输出直流电压可调，这种拓扑结构 称为单管单级PFC变换器。
ui
其中，di ima，x 因此 dt Ton
im a x
Ton L
Ui
如果输入周期内各开关周期的占空比近 似不变时，电感电流的峰值与输入电压 成正比。因此，输入电流波形自然跟随 输入电压波形，电路不需要电流控制环 即可实现PFC功能。
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基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——DCM
CCM
DCM
BCM
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基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——DCM
DCM
假定在稳态条件下，在一个开关周期内，MOS管的导通时间为Ton，输入电 压为Ui，电感电流为i，电感电流峰值为 ，电感量为L，电感电流达到峰 值时，对应的输入电压为。则在MOS管导im通ax期间，有：
L
di dt
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功率因素校正（PFC）
单管功率因素校正变换器的电路类型 Buck Boost Boost-Buck Zeta Cuk Sepic
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BOOST电路
功率因素校正（PFC） 基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法 PFC典型芯片UC3854介绍 基于Boost电路的PFC变换器设计实例
DCM的关键
要想保证电路在一定电压范围内处于断续模式，关键是电感 量的设计，下面给出电感量设计的最终公式：
d
d1
d2
Vo
mmin 2
(mmin sint)
2 L f s Po
f (mmin )
d1其中为MOS管导通占空比，d2为续流二极管导通占空比， L为电感量，fs为开关频率，Po为输出功率，mmin为Vo/Vin
虽然不可控整流器电路简单可靠，但它们 产生高峰值电流，使输入端电流波形发生 畸变，使交流电网一侧的功率因素下降到 0.5~0.65，无功损耗过大。
因此我们必须引入功率因素较正
3
功率因数和功率因数校正
功率因数的定义
PF P有功 ＝V1rms I1rms cos I1rms cos cos
Байду номын сангаас15
基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法——CCM
CCM
电感电流连续时可以选择多种控制方法，如：峰值 电流控制、滞环电流控制、平均电流控制和单周期控 制等，适用于大功率场合 ，开关频率可以恒定（如平 均电流控制等（定频）），也可以变化（如滞环控制 （变频））。
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基于Boost电路的PFC变换器及其控制方法-总结