200W_开关电源的功率级设计总结
工程师讲解：一个新的200kHz-200W环保型开关电源
工程师讲解：一个新的200kHz/200W环保型开关电源本文拟向读者介绍利用上述器件综合制成的一个工作频率为200kHz，功率为200W的符合环保要求的实用型开关电源。
它采用第二代的CoolMOSC2作为PFC和PWM的功率开关，采用SiC肖特基二极管作为PFC二极管，OptiMOS作为同步整流开关，PFC和PWM的控制由同一块ICTDA16888实现。
该电源具有宽的输入电压范围(90V～275V)，80%以上的AC/DC变换效率。
输出电压有两组:+5V/20A和+12V/8.3A，带有输出过载保护和输出短路保护。
所有功率器件均无须加散热片，也不要求接最小的输出负载。
近年来国外某些知名半导体公司花了不少力气进行器件技术的改造并研发出一系列有针对性的性能优越的新器件。
例如前身为Siemens的Infineon公司近年陆续地推出专用于解决高频开关电源上述问题的一揽子器件。
它们包括耐高压600V，低导通电阻(Rdson)的CoolMOS管(高频运用时温升极低，适用作Boost开关)，大电流低耐压且小Rdson的OptiMOS管(特适用于Buck 变换器)，PFC?PWM双合一ICTDA16888(可节省空间和元件)，耐高压(600V)SiC肖特基二极管(特适用于作Boost二极管)等等。
这些器件都有专门特性，如果在开关电源设计中使用得当，就会事半功倍地解决问题，而且成本也得到控制。
当今，对额定功率200W以上的高频实用型开关电源在进行环保性能评估方面都或多或少地存在一些麻烦。
它们要幺EMI噪声较大，要幺输入电流谐波超标或者在一定的功率封装密度下温度特性不好，可靠性差等等。
要解决这些问题，一个途径是找寻新的性能更先进的变换器拓扑，另一途径就是选择新工艺，新器件以尽可能满足环保性能评估的要求。
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法设计一个200W正弦波逆变电源，我们需要考虑以下几个关键方面：输入电路设计、逆变电路设计、输出滤波电路设计和保护电路设计。
1.输入电路设计：输入电路的主要功能是将交流电源转换为恒定的直流电源，并对其进行滤波，以确保逆变电路的稳定性。
输入电路一般包括变压器、整流电路和滤波电路。
-变压器的选择：选择输入电压和输出功率相匹配的变压器。
计算变压器的边缘电流，以确定适当的变压器尺寸和线圈。
-整流电路设计：选择合适的整流器（如整流桥）将交流电源转换为直流电源。
-滤波电路设计：使用合适的电容器和电感器来滤除直流电源中的脉动。
计算所需电容和电感的值，并合理布局。
2.逆变电路设计：逆变电路的主要功能是将直流电源转换为纯正弦波的交流电源。
逆变电路一般采用全桥逆变器。
-全桥逆变器的选择：选择合适的IGBT或MOSFET作为开关器件，并确定其额定电压和电流。
选择合适的驱动电路来控制开关器件的开关。
-锁相环（PLL）控制方法：使用PLL控制方法来保持逆变器输出频率与输入频率同步。
选择合适的PLL控制电路，并根据需要调整参数。
3.输出滤波电路设计：输出滤波电路的主要功能是滤除逆变电路输出中的谐波和高频噪声，以获得干净的正弦波输出。
输出滤波电路一般包括LC滤波器。
-选择合适的电感和电容：根据需要计算出适当的电感和电容的值，以滤除所需谐波频率。
-合理布局：合理布局电感和电容，以减小干扰和交叉耦合。
4.保护电路设计：保护电路的主要功能是确保逆变器和输出负载的安全运行。
保护电路一般包括过电流保护、过温保护和短路保护等。
-过电流保护：使用电流传感器监测逆变器输出电流，并在超过额定值时触发保护装置。
-过温保护：使用温度传感器监测逆变器和输出负载的温度，并在超过设定温度时触发保护装置。
-短路保护：使用电流传感器监测输出负载的电流，并在短路发生时迅速切断逆变器输出。
除了上述关键方面的设计，还需要注意以下几个方面：-整个设计过程中需要进行稳定性分析，并采取合适的控制措施来保证系统的稳定工作。
200w开关稳压电源设计原理
200w开关稳压电源设计原理
200瓦开关稳压电源是一种常见的电源设计，它可以将输入电压转换为稳定的输出电压，适用于各种电子设备和电路。
下面我将从多个角度来解释这种电源的设计原理。
首先，开关稳压电源的设计原理涉及到几个关键部分，输入滤波电路、整流电路、滤波电容、开关变换电路、控制电路和输出稳压电路。
输入滤波电路用于滤除输入电源中的高频噪声和干扰，通常采用电感和电容组成的滤波网络来实现。
整流电路将交流输入电压转换为脉冲电压，常见的整流电路有单相桥式整流电路或全波整流电路。
接下来是开关变换电路，它使用开关管（如MOSFET）来控制输入电压的开关，通过周期性地切换开关管的导通和关断状态，将输入电压转换为脉冲电压。
这种脉冲电压经过滤波电容后得到平稳的直流电压。
控制电路则用来控制开关管的导通和关断，以保持输出电压的
稳定。
常见的控制方式包括脉宽调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM），通过调节开关管的导通时间和频率来实现输出电压的稳定
控制。
最后是输出稳压电路，它通常由稳压管、反馈电路和输出滤波
电路组成，用于提供稳定的输出电压并滤除残余的高频噪声。
稳压
管通过反馈电路监测输出电压并调节开关管的工作状态，以保持输
出电压的稳定。
总的来说，开关稳压电源的设计原理涉及到输入滤波、整流、
开关变换、控制和输出稳压等多个环节，通过这些环节的协同工作，可以实现将输入电压转换为稳定的输出电压。
这种设计原理在实际
应用中被广泛采用，能够为各种电子设备提供稳定可靠的电源供应。
一个 200W 开关电源的功率级设计
一个 200W 开关电源的功率级设计总结Michael Weirich 实验室经理飞兆半导体（德国）公司摘要本文讲述了一个基於FAN4800 连续PFC 前端的双管正激电源的功率级设计。
回顾了这种电源的设计选择。
讨论的实际课题包括功率器件选型，电磁设计，布局和电磁干扰 (EMI)，目的在於帮助工程师加速并改善其设计。
1. 导言新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。
这篇文章描述了一个用於液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低於1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。
这些特徵对於将要应用的场合是不可或缺的。
2. 电路描述和设计设计指标如下∶·交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶> 0.95·总输出功率∶200W·三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。
第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。
这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。
在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。
12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。
这个附加模块改善了12V输出校正，减少交叉调节问题，这对於多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。
附加变换器成本不是很高，如果与一个双管输出变换器的更复杂、更大的耦合电感相比。
第二电源是一个基於飞兆半导体功率开关（FPS）的Flyback 变换器，它给FAN4800提供电源和5V 输出。
LED显示屏5V40A200W专用开关电源设计
LED显示屏5V 40A专用开关电源设计1 参数:输入电源：220V输出电源：5V 40A2开关电源的组成开关电源大致由输入电路、变换器、控制电路、输出电路四个主体组成。
如果细致划分，它包括：输入滤波、输入整流、开关电路、采样、基准电源、比较放大、震荡器、V/F 转换、基极驱动、输出整流、输出滤波电路等。
实际的开关电源还要有保护电路、功率因数校正电路、同步整流驱动电路及其它一些辅助电路等。
图1是开关电源原理框图：图1 开关电源原理框图2.1 输入电路包括线性滤波电路、浪涌电流抑制电路、整流电路三部分。
作用：把输入电网交流电源转化为符合要求的开关电源直流输入电源。
典型电路如图2所示：图2 输入电路该电路包含滤波电路、浪涌电流抑制电路及全波整流电路。
输入电路各电容C11、C12、C13 用于滤波，滤除高频噪声；电抗器L11 用于浪涌抑制；电容C14、C15、C18 用于去耦。
输入220VAC 电压经过全波整流，产生变换器所需要的直流电压，及提供控制电路必须的工作电源。
J21 为短路线，TH 为过流电阻，当发生过流时，器件熔断。
2.2 功率电路基本原理市电220V的交流电经输入电路整流滤波后，已变为直流电（带脉动），从该直流电到输出之间的电路可简单等效为一个单管隔离降压变换器。
如图3所示：图3 功率电路基本原理为防止变压器T磁饱及快速恢复，原边使用了简单的R1C1释放电路。
副边VD1 整流，VD2 续流，C2去耦，L、C4滤波，R3C3、R4为辅助泄放通路。
当然实际电路比这个要复杂的多，复杂的原因主要是因为加入了保护电路、反馈电路、控制电路等。
下面具体讲述实际应用的电路。
2.3 变压器及控制部分供电电路变压器周边电路以及给控制电路供电的电路如图4所示：图4 变压器及控制部分供电电路本电路中的变压器T11就是图3中的变压器T，其中1-3绕组为原边主绕组（即图3中的N1绕组），6-7绕组为副边输出绕组（即图3中的N2绕组），4-5绕组为原边辅助绕组，主要给控制电路提供电源。
开关电源设计报告
开关电源设计报告一、设计背景开关电源是一种高效率、小体积和重量轻的电源。
因此，在现代电子设备中被广泛使用。
开关电源以开关方式来传递能量，通过周期性开关的方式将直流电源转换为高频脉冲电流，然后经过二次整流滤波得到所需的直流电压。
二、设计目标本设计旨在设计出一种高效率、稳定性好、噪声低的开关电源，满足现代电子设备对电源的需求。
三、设计原理开关电源设计主要包括输入滤波、整流、滤波、功率转换等模块。
其中，输入滤波模块主要是为了滤除输入电流中的高频噪声，保证电源的输入电流纯净；整流模块主要是通过整流器将输入电压转换为脉冲电流；滤波模块则是为了过滤掉脉冲电流带来的高频噪声；功率转换模块是通过开关管和能量存储元件来实现电能的传递和转换。
四、设计步骤1.确定需求：根据电子设备的工作电压和电流要求，确定所需的输出电压和电流。
2.选择元器件：选择合适的变压器、电容、电感以及其他电子元器件，根据设计需求确定元件参数。
3. 确定拓扑结构：根据设计要求选择合适的拓扑结构，如Boost、Buck、Buck-Boost等，并进行相应的计算和仿真验证。
4.进行电路设计：根据所选拓扑结构，设计输入滤波电路、整流电路、滤波电路和功率转换电路。
根据设计要求确定元器件的电压、电流和功率等参数。
5.进行仿真验证：通过软件仿真工具，验证设计电路的性能和稳定性，分析电路设计中的问题和不足。
6.PCB设计：根据电路设计结果进行PCB布局设计和线路连接设计。
7.组装和调试：将设计好的电路进行组装，并进行电气性能的实际测试和调试。
8.优化改进：根据实际测试结果进行电路的优化改进，以提高电路的性能和稳定性。
9.总结报告：总结开关电源设计的过程和结果，分析优缺点，并提出进一步改进的建议。
五、设计结果通过以上步骤，完成了一种满足设计要求的开关电源设计。
该电源具有高效率、稳定性好、噪声低等特点，能够满足电子设备对电源的要求。
六、设计总结本设计通过选择合适的拓扑结构和元器件，经过仿真验证和实际调试，成功设计了一款高效率、稳定性好、噪声低的开关电源。
开关电源主要元器件的功耗分析
开关电源发展到今天，从以前的线性电源、相控电源发展到现在的开关电源，它伴随着频率的提高，效率的增加，功率密度的提高，特别是开关电源逐渐要求小型化的今天，对开关电源的热分析的要求越来越高。
有统计资料表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10%元器件温升为50C时的寿命只有温升为25C时的1/6。
而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的重要因素，因此热设计愈加成为开关电源产品设计的关键一环，热设计的效果百接关系到开关电源能否长期正常、稳定工作的重要因素。
热设计是开关电源设备结构设计中不可忽略的一个环节，直接决定产品的成功与否，良好的热设计是保证设备运行稳定可靠的基础。
热设计一般都随着开关电源的初步设计开始，而一个好的热设计[2]，首先就得对它的主要发热元件的功耗有一个比较准确的预估，这样就对开关电源内部元件的布局和冷却方式的选择有很好的指导意义。
1 开关电源的结构图1是开关电源常用的主电路拓扑。
在开关电源中主要发热器件是开关管、整流二极管、变压器及电感等。
2 开关管的功耗开关管的工作过程[1]分为四个阶段，即开通阶段、关断阶段、导通阶段、截止阶段。
图2是开关管工作过程时的电压电流波形。
设各个阶段的时间依次为t r，t f，t on，t off，在图中采取了分段折线处理，实际的电压电流波形比这复杂。
计算开关管的功耗可以将这四个阶段功耗加起来即为开关管在一个周期的功耗总和。
在开关管截止期间，集电极电压u CE=U ≈U i，(U i为一次整流滤波后的直流电压)，集电极电流i C=I CO(I CO为集电极漏电流)。
开关C管导通后，集电极电流从I C1增大到I C2，集电极电压u CB=U CBS（U CBS为饱和压降）。
在开关管由截止转为导通的电压上升期间，或是由导通转为截止的电压下降期间，开关管的电流并不是立即下降至I CO或上升至I C2，而是以某一斜率逐渐下降或上升，这样就会产生开关管的开通损耗与关断损耗，由图2的近似波形可知在开关管电压上升过程中电压和电流分别为：i Cr= I c0+(I C1-I C0) t / t rU CEr=U C-(U C-U CES) t / t r下降期间其电压和电流分别为：i CF=I C2-(I C2-I C0) t / t fu CEF=U CES+(U C-U CES) t / t f开关管在开通阶段的损耗为开关管在关断阶段的损耗为实际上，目前大功率开关管生产工艺已较成熟，即使在晶体管表面温度达到100℃时[见参献文献[3]，UCES约为1～3V，I C0约0.5～1mA，而U C≈U i，一般U i为220V交流电直接整流滤波后的直流电压，其值为300V左右，而I C约为数百毫安至数安培，考虑到U C﹥﹥U CES,I C1﹥﹥I CO,I C2﹥﹥I C0从而有W r≈I C1U C t r，W f≈I C2U C t f开关管在导通阶段的损耗为开关管在截止阶段的损耗为W off=I C0U C t off一周期内开关管的平均损耗为当脉冲变压器电感量L最够大时，开关管导通期间集电极电流变化不大，IC1≈IC2=IC，可得P C=1/T [I C0U C t off+I C U CESton+I C U C(t r+t f)]3 整流二极管的功耗整流二极管的功率损耗主要分为正向导通功率损耗和反向截止时的功率损耗，图3为二极管工作时的电压和电流波形图。
200w开关电源功率级总结
一個200W開關電源的功率級設計總結Michael Weirich實驗室經理飛兆半導體（德国）公司摘要本文講述了一個基於FAN4800連續PFC前端的雙管正激電源的功率級設計。
回顧了這種電源的設計選擇。
討論的實際課題包括功率器件選型，電磁設計，佈局和電磁干擾(EMI)，目的在於幫助工程師加速並改善其設計。
1.導言新的功率在200W-500W的交流電源設計，越來越需要功率因素校正（PFC），以在減少電源線上的能源浪費，並增加最多來自電源插座的功率。
這篇文章描述了一個用於液晶電視的200W電源的設計與構造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機功率低於1W，外形小巧尤其是高度為25mm，無風扇的簡單冷卻，低成本。
這些特徵對於將要應用的場合是不可或缺的。
2.電路描述和設計設計指標如下：‧交流輸入電壓：85－265VRMS‧功率因素：> 0.95‧總輸出功率：200W‧三個直流輸出：5V/0.3A12V/5A24V/6A電源分為兩個單元。
第一電源集成一個功率因素校正電路，內置在FAN4800 PFC/PWM（脈寬調制）二合一控制器周圍，產生一個24V/6A和12V/5A的輸出。
這個器件包含一個平均電流模式PFC控制器和一個能夠在電壓和電流模式下工作的PWM控制器。
在描述的這項應用中，PWM工作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。
這種變換器能產生一個穩壓的24V輸出。
12V輸出則由一個采用MC34063A PWM控制器的Buck變換器產生。
這個附加模塊改善了12V輸出校正，減少交叉調節問題，這對於多重輸出正激變換器總是一個問題，當負載大範圍變化時。
附加變換器成本不是很高，如果與一個雙管輸出變換器的更複雜、更大的耦合電感相比。
第二電源是一個基於飛兆半導體功率開關（FPS）的Flyback變換器，它給FAN4800提供電源和5V輸出。
這個電源工作在待機模式下，它的無負載功耗低於500mW。
因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿足1W待機功耗的限制。
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200W 开关电源的功率级设计总结1. 导言新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。
这篇文章描述了一个用于液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低于1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。
这些特征对于将要应用的场合是不可或缺的。
2. 电路描述和设计设计指标如下∶·交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶> 0.95·总输出功率∶200W·三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。
第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。
这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。
在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。
12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。
这个附加模块改善了12V输出校正，减少交叉调节问题，这对于多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。
附加变换器成本不是很高，如果与一个双管输出变换器的更复杂、更大的耦合电感相比。
第二电源是一个基于飞兆半导体功率开关（FPS）的Flyback 变换器，它给FAN4800提供电源和5V 输出。
这个电源工作在待机模式下，它的无负载功耗低于500mW。
因此，即使对于省电模式下小负载情况，也有可能满足1W待机功耗的限制。
为了简洁，设计计算和电路图将在每个模组中单独给出。
最终完成的示意图和布局，可在附录中查到。
3. 功率因素校正本节回顾了功率因素校正电路的电源选择。
用来设立乘法器的工作点和差动放大器的增益和频率补偿的低功率部件的设计在[1]中给出。
图1为电路示意图图1∶PFC级示意图，组件编号和FAN4800应用说明［1］相对应3.1 整流器由于主电源用来提供一个200W的输出功率，即总输入功率。
假设PFC的效率为90％，正激变换器效率为90％，其中输出功率为∶考虑到最大输入电压为85VRMS，最大输入电流为∶电磁干扰滤波器的常见共模扼流圈，必须承受这部分电流，同时具有约10mH 高电感。
市场上有一些扼流圈，具有高电流，高电感和小尺寸的特征，来自EPCOS 和TDK。
扼流圈的实际值和类型由电磁干扰测试确定，依赖于工作条件，也许与本文提出的滤波器有所不同。
与输出串联的负温度系数热敏电阻（NTC）限制了浪涌电流，但并非电源工作所真正需要的。
整流器根据IIn,RMS选定，但注意到高额定电流二极管通常在某一电流下具有更低的电压降，使用一个额定电流略高的整流桥是有利的。
对于实际设计，选择一个6A/800V桥GBU6K。
整流器功耗是可以预计的，通过一个恒定正向电压下已知的近似二极管正向特性乘以一个串联电阻。
正向电压VF 和串联电阻Rs 必须从规格说明书中查，对于GBU6K 分别是0.8V和0.03Ω。
功耗方程变成∶如果我们假设一个绝对的最高结温度TJ 为150℃，最高室温为50℃，然后BR1 散热器的热大热阻（与空气之间）应为3.2 电感L1在讲述的设计中，通过L1的波纹电流的振幅被选定为输入电流的20％。
在这种选择下，电感可以根据下列等式（5）计算∶给出的电感差不多是1mH。
当RMS电流等于RMS输入电流时，L1的峰值电流是在这个电流和5A/mm2的电流密度下，所需的铜线截面积约为0.58mm2。
由于高频电流仅为输入电流的20％，趋肤效应和邻近效应不是很明确。
三或四条细电线并联总面积能够达到所需面积就足够了。
在实际设计中，使用了三根直径为0.5mm的电线，电流密度略低于5A/mm2。
L1 的磁环尺寸根据被称为磁环区域乘积Ap确定，即有效磁性截面积和绕组面积（骨架）的乘积。
这个乘积很容易证明是其中ACu是铜线面积，Bpeak 是饱和磁通密度（对于大多数铁氧体，≤0.35T）。
fCu是铜填充因子，对于简单电感，约为0.5；对于含有几个线圈的变压器，约为0.4。
确定这些数据后，L1的Ap需求值是基于惯例，对大多数磁环，磁性截面积和绕组面积非常相近，需要的磁环面积为因此，对于我们的应用，一个合适的磁环的Ae约为122mm2。
虽然，要找到此磁截面的磁芯并不难，但电感的高度由于应用要求被限制在25mm。
因此，经过一番对磁环和筒管规格说明书仔细搜索之后，选择了EER3542，它的Ae为107mm2，AW为154mm2，得到AP约为16500mm4。
中心臂上气隙的近似长度s 是∶其中AL，0是无气隙磁芯的AL（查磁芯规格书），有气隙的磁芯的AL是1mH/1242=65nH。
如果后两个值的单位是nH，Ae 的单位是mm2，那么气隙长度s 的单位是毫米。
在这次设计中，气隙长度约2 毫米。
3.3 Q1和D1因为最高额定输入电压是265VRMS，Q1的最大漏极电压为500V 似乎足够了。
但是建议使用一个额定电压为600V的MOSFET，因为经验显示这个600V MOSFET，能够承受浪涌测试，根据无损坏IEC61000-4-5标准，而500V类型则需要额外的浪涌电压限制器。
同样，这对于Boost二极管也是有效的。
这是因为电解质电容C5能够吸收大量能量，保护一个600V 器件，而不是500Ｖ器件。
Q1和D1的峰值电流和通过L1 的峰值电流是相同的，即4.5Ａ，而Q1的RMS 电流为∶D1的RMS 电流为∶尤其对于MOSFET，低功耗和峰值电流是选择某些器件的重要考虑因素。
经过一番计算，选择了一个最大RDSon 约为0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。
Q1 的总功耗分成传导功耗和开关功耗。
传导功耗如下∶开关损耗进一步分为，由于源漏电容（加上寄生电容的，例如L1 和PCB）放电导致的功耗和由于开关过程中电流和电压重迭带来的功耗，以及D1反向恢复带来的功耗。
所有这三项都无法确切了解，但可以根据下面的表达式估计∶FCP16N60的COSS,eff是110pF，而杂散电容Cext估计为150pF。
50ns的交叉时间tcrossover 是一个合理的估计值，并且得到测量确认。
二极管反向恢复导致的功耗预计为2W。
最终，Q1 的总功耗是∶因此Q1散热器的最大热阻约为10℃/WD1传导功耗的计算和BR1相类似∶D1开关功耗估计在2W左右，得到试验确认。
二极管的总功耗为给二极管使用的一个合适散热片的热阻应该不超过25℃/W。
4、双管正激变换器图2∶正激变换器示意图图2是双管正激变换器。
在这个应用中，FAN4800的PWM部分运作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这个拓扑基本上和熟知的单管正激变换器相同。
但它的优点是，两晶体管中的任何一个漏极电压只需要等于PFC 的直流输出电压。
相比之下，标准正激变换器需求两倍大小的漏极电压，差不多800-900V。
此外，对于双管正激变换器，变压器构造简单，便宜，因为它不需要复位绕组。
当然有缺点需要考虑∶使用的拓扑需要两个晶体管，其中一个的门极电压悬浮于高电压。
如果细看，这些问题都不是大问题，因为功率MOSFET 的导通阻抗正比于漏极电压，为2至2.5 倍。
这意味着两个晶体管，只须有一半耐电压同时只有一半导通阻抗，即可使用更少的硅面积得到相同的传导功耗。
所以两种解决方案的成本是相似的。
因为使用了门极驱动器FAN7382，第二缺点也没有了。
这个器件包含一个完全独立的低端和高端门极驱动器。
这是很重要的，因为在双管正激变换器中，所有的晶体管同时关闭和导通。
当导通时，能量转移到次级；当关闭时，变压器经复位二极管D217和D218被去磁化。
图3∶AN-4134电子数据表引用对于双管和单管正激来说，主要设计等式完全相同，所以飞兆半导体应用说明AN-4137及其相关的电子数据表，如图3所示[2]，可用于考虑一些变化后的计算。
由于变换器直流电压由一个PFC预调节器产生，填入电子数据表的线路电压须选择适当，以获得正确的直流电压。
在这个应用中，284VRMS用于两个最低和最高线电压。
线频率并不影响计算。
接下来，考量直流母线电容大小（例如1000uF），因为使用到PFC，实际直流母线电容器两端的纹波电压相当小。
最高占空比也须严格小于0.5，允许变压器去磁化。
为了留下一些馀量，最大占空比选择为0.45。
由于已经有了单个晶体管正激的表单，np/nr比（Excel:Np/Nr)和最大额定MOSFET电压可以忽略。
输出滤波电感L5的电流纹波因素Krf 的选择，通常是一个反复的过程。
一方面，想使这个因素尽可能小，以减少初级和次级电流的RMS 和峰值。
另一方面，L5 不得过大。
因此，开始假设一个纹波因素，然后检查L5的配置结果是否可以接受。
在这次设计中，KRF值为0.21，L5的计算电感为40μH。
计算的绕组将完全填补一个EER2828磁环。
根据选择的KRF，通过Q205和Q206的电流的RSM和峰值如下∶如前所述，最高漏极电压稍微大于400V足够了，能有效使用额定电压为500V MOSFET。
其次，输出建议使用600V MOSFET，而不是一个浪涌电压限制器。
SUPERFETTM FCP7N60具有下列数据功耗能够很容易得到，与计算Q1功耗类似。
这里给出了一个功耗上限值。
在实际中，励磁电感的谐振和节电输出电容使电压降低到400V以下，Q206的功耗当然是完全相同的。
每一个MOSFET需要一个最大热阻为20℃/W的散热器。
电流感应电阻R233的值是这样选择的，最大峰值电流可能超过1.6A。
如果电阻值为0.56Ω，这个条件实现了但没有馀量。
出于这个原因，选择0.47Ω电阻，此时最大峰值电流为2.1A。
图4∶Buck变换器24V-12V的示意图电感L5，变压器，二次整流和滤波，都可以根据Excel表计算。
在工作表给出的变压器AP等式的帮助下，为变压器选择了一个EER2834磁环，绕组数据可在附录中查到。
整流二极管的反向电压计算值是57V，但是推荐使用一个指定最大电压至少100V的整流二极管。
为了减少传导和开关损耗，最好使用肖特基二极管。
RMS电流负载在电子数据表中给出，可以用来确定二极管；实际选择的是两个FYP2010DN二极管。
整流二极管D219和D220的平均电流为∶确定功耗的方法与BR1和D1的方法相同。
再次，每个二极管使用的散热器热阻不超过20℃/W。
5、DC/DC 变换器如图所示的Buck 变换器工作在连续模式，由一个简单的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。