flyback变压器设计步骤
FLYBACK设计
FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。
FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。
FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。
变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。
通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。
FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。
输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。
例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。
您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。
第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。
变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。
开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。
二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。
第三步是设计控制电路。
控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。
一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。
它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。
误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。
比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。
最后一步是进行性能和稳定性分析。
您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。
这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。
总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。
通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。
反激式开关电源(flyback)环路设计基础
反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。
它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。
本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。
一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。
其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。
1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。
在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。
通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。
二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。
2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
30W反激变压器设计
30W反激变压器设计反激变压器（Flyback Transformer）是一种广泛应用于电源供应器中的变压器。
它的特点是可以实现高压变换、隔离和电源回馈控制，适用于各种电力供应器和逆变器应用。
在本篇文章中，将详细介绍30W反激变压器的设计原理和步骤。
首先，我们需要明确设计要求和规格。
根据需求，我们需要设计一个30W的反激变压器。
一般来说，该类型的变压器包括两个主要部分：主变压器和辅助电路。
主变压器用于输出电源的隔离和升降压，而辅助电路则用于控制开关管的导通和关断。
在设计过程中，我们需要考虑以下几个关键参数：1.输入电压和输出电压：根据应用需求，确定变压器的输入和输出电压范围。
2.输出功率：确定变压器的输出功率要求，以决定设计的变压器芯的尺寸和匝数。
3.开关频率：选择适当的开关频率，以确保变压器的效率和稳定性。
4.选择芯式和线圈材料：根据功率和频率要求，选择合适的芯式和线圈材料。
常用的芯式包括EE、EL、EP等。
5.线圈匝数计算：根据输入和输出电压的比例，计算主辅助线圈的匝数。
设计步骤如下：1.确定输入和输出电压：根据应用需求，选择合适的输入电压和输出电压。
2.计算变压比：计算输入和输出电压的比例，确定变压器的变压比。
3.计算输出电流：根据输出功率和输出电压，计算输出电流。
4.计算开关频率：选择适当的开关频率，一般在20kHz至100kHz之间。
5.选择芯式和线圈材料：根据功率和频率要求，选择合适的芯式和线圈材料。
6.计算线圈匝数：根据输入和输出电压的比例，计算主线圈和辅助线圈的匝数。
7.计算变压器的匝数比：根据主辅助线圈的匝数，计算变压器的匝数比。
8.计算变压器的电感：根据输入电压、开关频率和匝数，计算变压器的电感（L）。
9.计算开关管的导通时间：根据变压器的电感和输出电流，计算开关管的导通时间。
10.选择开关管：根据导通时间和输出电流，选择合适的开关管。
11.制作变压器线圈：根据计算得到的匝数和线径，制作主线圈和辅助线圈。
Flyback反激设计总结
反激变压器的设计步骤
1.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数：
（1）增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗的减小或增加。 （2）以TDG公司的TP4W铁氧体磁芯为例，在100kHZ的条件下，损耗与 B 2.86 成 正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%
次级绕组匝数： 辅助绕组匝数：
（1）反馈环路与控制电路的学习，例如光耦TL431反馈电路、UC3843峰值电流控制等。 （2）热设计，需要考虑器件的散热，这对于产品的可靠性影响很大。 （3）PCB设计，需要考虑布局与布线。
6、课后作业
用反激拓扑设计与制作一个开关电源： 输入市电85Vac～265Vac，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率30W。。。 Note：提供一个参考设计实例，控制芯片选用UC3843
（4）最大占空比Dmax的选择受主MOS的耐压限制。设计时以MOS管耐压选择最大占空比 Dmax（VDS>Vinmax + n*(Vo+Vf)），并留一定的余量（漏感还将引起一个电压尖峰）。并 且如果Dmax大于0.5，那么对于峰值电流控制的方案需要加入谐波补偿电路。
设计时的注意事项及课后作业
5、设计反激电源还需要学习的主要内容
昂宝变压器的设计步骤
4.3 确定最低输入电压和最大占空比
¾ 输入滤波电容：2µ F~3µ F/W ¾ 最低输入电压(假设tc=3ms)
Vin min =
( ) 2Vac min
2
−
2
×
Pin
⎜⎛ ⎝
T 2
Cin
−
t
c
⎟⎞ ⎠
¾ 最低输入电压，最大功率时，占空比最大Dmax
( ( ) ) Dmax
=
N
⋅
N ⋅ Vo + VF Vo + VF + Vin min
6
4.变压器设计步骤
4.1 选择开关管和输出整流二极管
¾ 开关管MOSFET:耐压值为Vmos ¾ 输出二极管:肖特基二极管
最大反向电压VD 正向导通压降为VF
7
4.变压器设计步骤
4.2 计算变压器匝比
考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)
¾ 开关ON ¾ 开关OFF ¾ 匝比
0.8 ⋅VD > Vin max / N + Vo
开关电源变压器设计
1
开关电源变压器设计
1. 前言 2. 变压器设计原则 3. 系统输入规格 4. 变压器设计步骤 5. 实例设计—12WFlyback变压器设计
2
1.前言
反激变换器优点
¾ 电路结构简单 ¾ 成本低廉 ¾ 容易得到多路输出 ¾ 应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源
设计难点
¾ 变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化 ¾ 低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式(CCM) ¾ 高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式(DCM)
( ) 0.8 ⋅Vmos > N ⋅ Vo + VF + Vin max
变压器的标准设计流程(flyback变压器计算方法)
CCM模式【步骤一】输入变压器设计规格输入input Vin(min)输入电压DC Vin180输出功率Pout100输出电压Vout112效率Eff0.88最大占空比Dmax0.4495频率f120计算匝数比N 1.312281043最小导通时间Dmin0.254734357【步骤二】DCM/CCM临界输入电流平均值Ii0.631313131输入电流增量△Ib 2.808957203临界感值Lb0.240035697第三步：初步选取感值【步骤三】以CCM计算在Ts周期内输入平均电流Is0.631313131ton内平均电流值Iavg 1.404478601分割比P=Iavg/Ip1分割比P2最小电流值Ip10.702239301最大电流值Ip2 2.106717902ton内电流增量△Ipp 1.404478601原边电感Lp0.480071394【注解1】设计时不用过分关心原边电感Lp，因为Lp与Lg成反比，可以人为通过调整气隙大小Lg而改变Lp，一般取值为临界电感【注解2】当使用反激架构设计超大功率变压器时(>200W)，考虑到原边峰值电流过大，可以人为地调小“分割比”(取值在1～2之【步骤四】计算AP，选取磁心和骨架窗口和磁心截面乘积AP0.303805978PC40 100C时 Bs=0. 39T Bmax0.293【CORE】PC40EER28-Z Ae82.1【BOBIN】BEER28-1110CPFR Aw114le64每匝长度lw52.2Ve5257电流密度J5绕组系数Ku0.2【步骤五】计算变压器原副边匝数，气隙大小，辅助绕组匝数原边匝数Np42.04374919取42Ns32.00533927取整32气隙lg0.379092687辅助绕组输出电压Vr17.5辅助绕组匝数Nr 5.00083426取整5【步骤六】计算电流的有效值原边电流最小值Ip10.702239301原边电流最大值Ip2 2.106717902原边电流的有效值Ip(rms)0.980078874副边电流最大值Is1 2.764605966副边电流最小值Is20.921535322副边电流的有效值Is(rms) 1.423317197【步骤七】选择绕组线径趋肤深度d0.190814264原边所选线径d10.35有效面积S10.096211194原边有效电流面积Sp=Ip(rms)/J0.196015775副边所选线径d20.35有效面积S20.096241819副边有效电流面积Ss=Is(rms)/J0.284663439辅助绕组所选线径d30.35有效面积S30.096211194窗口系数Kw0.15615799实际窗口系数Kw0.15615799【步骤八】计算损耗和温升原边铜损Pcu0.134217295副边铜损Pcu0.215670382Pfe 2.15537Ptotal 2.505257677△T 6.093268625【作者】严晓方 【更新日期】2006-11-30【说明】设计者填写绿色内容，其他自动生成Vin(max)430VW【注解】 110+2(2V 为输出整流二极管RHRP860的电压压降) 【注解】这里一般选取值为0.8KHzN ＝Vin*Dmax/(V0*(1-Dmax))Dmax/{(1-Dmax)*(Vinmax/Vinmin)+Dmax)}A Po/(EFF*Vin)A 2*Ii/DmaxmH Vin*Dmax/(△Ib*f)A Is=IiAIavg=Is/Dmax 【注解】这里一般选取值为2:1P=Iavg/Ip1A Ip1=Iavg/PA Ip2=2*Iavg －Ip1A △Ipp=Ip2-Ip1mH Lp=Vin*Dmax/(△Ipp*f)cm4AP=(Pt*1e4)/(2deltB*f*J*Ku)mm2mm2mm mm mm3A/mm2，【注解】根据散热方式可取3～6，一般设定值为5A/mm2 【注解】这里一般选取值为0.2Np=Lp*Ip2/(Bmax*Ae)Np=Vin(min)*Dmax/(△Bac*Ae*f)取定Np,Ns ，计算实际的Dmax 、DminT 【注解】Bmax M模式下变压器的设计流程【注解】最初设计选择0.45，在选定Np 、Ns 计算出实际的Dmax 后返代回进行运算反比，可以人为通过调整气隙大小Lg 而改变Lp ，一般取值为临界电感值Lb 的2倍。
高频FLYBACK 变压器之最佳设计
高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司一.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.二.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必頇注意到的: (1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必頇遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:V o,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:◆Duty on (初級測導通的比例)◆Duty off (次級測導通的比例)◆初級交流電流值(ΔI pp)◆初級電流Peak 值(I p(peak))◆初級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φp)◆次級電流Peak 值(I p(peak))◆次級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φs)◆有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) 在由Aw*Ac 選擇適當的鐵心.設計參數裡有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作頻率) , Dmax(IC max duty cycle),V o ,Wo.有些是依經驗所定的,例如:電流密度:J(classA 自然散熱< 500 A/cm, class B < 700 A/cm); 最大磁通密度Bmax (100°C 飽和磁通密度的80% ); 最大繞線因數Kw(若將漆包線的絕緣厚度算入與減掉安規間距, EE 與EI core< 0.4).有些是可變的,也是最不確定設計參數,例如: 初級與次級圈數比 N,初級電感值Lp;N 的決定條件為:即使再最低壓時,亦能提供穩定的輸出電壓和能量.因N 直接影響到Duty cycle 的大小,N 愈大,Duty on 愈大, Ip(rms)愈小,銅損愈小, Aw*Ac 愈小所以IC 的Duty max 就是選定N 的限制,可以從下式訂定N 值.DV D V NN ⨯⨯≤.至於感值Lp 的選定直接影響core 的大小和操作的模式(CCM or DCM) ,也是我們所要探討的目標.2. 設計理論:在剛開始不知道系統操作於何種模式下時,分別對CCM 與DCM 不同操作模式下做理論推導. (1) 操作於CCM 模式時 由N D V N D V )1(-=⨯將初級與次級圈數比NN N = 代入→V N V VN D⨯+⨯=; D D-=1 (I)由TILV ∆∆=,將fDT =∆代入→ fL D V I⨯⨯=∆ (II)若不考慮效率問題,則fIIIL P ⨯∆--⨯⨯=))((212)(2)(將(II)代入→2I DVP I∆+⨯= (III))(3b b a aDI+⨯+⨯=)(peak p I a = ;pp I b ∆= ……(Ⅳ) 由磁通連續定則→I N IN ⨯=⨯→I N I⨯=)( (Ⅴ))(322)(bb a a DI+⨯+⨯=)(Ia =; I N Ib ∆⨯-= (VI)2⨯⨯=ΦJIπ (Ⅶ)2)(⨯⨯=ΦJIπ (Ⅷ)由A N A N A K +=A :初級導線面積 ; A:次級導線面積若不將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去, 則 JINJINA K )()(+= (Ⅸ)由10⨯=ANI L B(gauss)→ 8)(10⨯=BNI L A (cm) 乘以 IX→)1()()()(I NIJBK I L A A +⨯= (X)若將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去(如此的做法比較不會因考慮集膚效應採用多股線而產生誤差)在不考慮溫度效應下,集膚深度f61.6=δ (cm) 選擇半徑小於集膚深度的線徑. 則AN A N AAK +=-)()(A :初級導線總面積 ; A :次級導線總面積)(A: 安規間距(margin tape)所佔的面積→)A (A )(ws1wp1)()(NBK IL AA A +⨯=- (2) 操作於DCM 模式下f I L P ⨯⨯⨯=2)(21→fL P I⨯=2)( (i)由TILV ∆∆=,將I 代入→VIL D⨯= (ii)由法拉第定律→ND V N DV ⨯=⨯→ N VD V D⨯⨯= (iii)I DI⨯=3)( (iv)→ I N I⨯=)( (v)ID I⨯=3)( (vi)之後則同CCM (vii)將以上公式用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,將設計參數代入後,用DCM 算出其Duty on 與Duty off ,若1<+D D ,則操作於DCM1=+D D ,則操作於Boundary 1>+D D ,則操作於CCM以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3. 變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必頇注意與了解的: i. core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii. 當銅損=鐵損時,效率最高.iii. 變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必頇清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv. 符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v. 選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4. 變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當P Cu (銅損)=P Fe (鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料,有的是對照圖,有的是以下的公式:fB K P )(∆=△B:磁通密度變化量,10⨯=∆fA N DV B;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = P Fe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關, 各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準值流電阻外,還存在著由於交流電流集膚效應所產生的繞線電阻增量.RR RIP ⨯⨯=2)]20(00393.01)[20()(-+︒=︒T C R C T R為了減少集膚效應所帶來的損失,可以使用多股線,但多股線的線徑並非愈小愈好,太多的導線,層數太多,鄰近效應所造成的損失會增大,甚至大過用多股線所降低的損失.由下列公式可得知.RF R ⨯=F :因鄰近磁場切割所造成的增量其P, X ,F R 關係如下圖,其中wd N dx ⨯⨯⨯=δ0.866P : Number of layer N : Number of turns d : Wire diameter δ: Skin depthW : Layer width當算出Total Loss = core loss + couple loss 可以先藉由以下公式,算出慨略的溫升,以判定是否符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小,散熱面積不夠;若溫升很低,表示可以再將core 縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高)APT ⋅⨯≈∆800A A A 34≈As :散熱表面積2cm一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法,而且繞線密度要平均.若要防止EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容值,讓Common mode noise 與Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去),此方法會降低繞線因素Kw,因此在一開始就得決定加不加法拉第銅環. 三. 實例設計:1. 參數的訂定:有一輸出Po = 20W ,Vo = 12V 的直流轉換器,輸入電壓範圍為18 ~ 60Vdc , fs = 100KHz , 需符合安規class B , J = 6.5 A/mm ,一二測無頇安規間距,不加法拉第銅環, Kw =0.3, Bmax =2500 G, Dmax = 0.48由Vin =18V ,Dmax =0.48 → N 選定為1.3Boundary 感值為 19.4 uH → Lp 選定為 40 uH2. 理論計算:由設計理論可以算出下列的值: Duty on (初級測導通的比例) =0.464 Duty off (次級測導通的比例) =0.536 初級交流電流值 (ΔI pp ) = 2.321A 初級電流 Peak 值(I p(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp ) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(I p(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs ) = 0.680 mm 集膚深度22.0=δmm所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm →有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) = 1147.34mm3. core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.564mm , core loss 在接近100 °C 時最低. Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 GAc = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm平均每匝長度MLT = 43.1mm 4. 變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km 代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合 Ac*Aw<1258.564mm 的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56條並繞時. core loss = 0.288 couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升.06.12=≈AA A 34CAPT ︒=⨯≈∆⋅.980042,取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞, N2 =17 , 0.2 mm 14條並繞.四. 結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必頇注意到,Bmax 的設定,因為當輸入電壓降低,Ip,為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 值太高,在最低壓時需注意到是否會飽和的問題.以上面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,還不會有飽和的問題.當改變預定參數Bmax 時,最佳的感值Lp 會隨著改變,Bmax 愈大,最佳的感值Lp亦愈大,且Total Loss 愈低,這時只要注意低壓飽和問題即可.五.參考文件:1.轉換市電源供給器設計技術……簡章華2.高頻交換式電源供應器原理與設計……梁適安3.最新交換式電源技術……溫坤裡,張鴻林4.Introduction to power electronics ……Daniel W.HART5.電力電子學……王順忠6.電力電子論與實作……楊宗銘。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
1
2
I P 2 I DC 2
L
f
P0
由：
1 2
I DC
IP
IP
I DC
L f P0
①
I P I DC I
I L VinMIN TON
D
TON T
,T
1 f
TON
TOFF
② IP IDC L f DMAX VinMIN
FLYBACK变压器 设计步骤
高斯贝尔数码科技 电源事业部
基本电路拓扑
工作模式
一、连续模式（CCM） 二、断续模式（DCM） 三、临界模式（TM)
一、CCM设计过程
1、CCM公式推导
原边电流波形如下：
Q12波形：
VOR
LEAKAGE SPIKE
Ic(Q12)波 形：
Ic(Q12)近 似波形：
辅助电源绕组匝数：辅助电源取14V，
N AUX
NP
(VAUX VD ) (1 Dmax) Vin(min) Dmax
40 (14 0.6) (1 0.45) 85 0.45
8.4
取8匝
开关管承受的最大电压
在最高输入电压、输出满载情况下，开关管承受的 电压最高：
DT
(1-D)T
图1 开关管VDS波形
△I
IDC 图2 原边开关管电流波形
A1 A2 图3 电流等效波形
VDC+
IPK IP
IP Iin
反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f，
在最大占空比时，当开关管开通时，原边电 流为IDC；当开关管关断时，原边电流上升到 IP，根据能量守恒：
初级电流峰值：
IP
3 Pout
2 Vin(min) Dmax
3 50 2 85 0.45 0.75
2.61A
IDC=0.87A
I 2I DC 2 0.87 1.74 A
变压器初级电感值：
LP
Vinmin TON I
ห้องสมุดไป่ตู้
Vin(min) Dmax I f sw
DT
(1-D)T
图1 开关管VDS波形
△I
IDC 图2 原边开关管电流波形
A1 A2 图3 电流等效波形
IPK IP
IP Iin
2、变压器设计过程
已知条件：Vin=90～264Vac， Vout=+5V/8A，CIN=82uF/400V
设定：fsw=60KHz，Dmax=0.45，Pout＝ 40W，效率＝0.75 ，VIN-MIN=85Vdc
VDS(MAX )
2 Vin(max)
(VOUT
VD ) NP NS
Vl
1.414
264
(5 0.6) 40 3
Vl
448V
Vl
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
输出整流二极管承受的最大电压
15mm
变压器初级绕组匝数：
NP
LP I P Ae Bmax
380 10 6 85 106
2.61 0.3
38.9
取整40匝
流过变压器原边绕组电流有效值为：
I Prms
Pin Vin
D
P0
Vinmin
40
D 90* 0.75
0.88A 0.45
同理，在最高输入电压、输出满载情况下，二极管承受的反向电压最高：
VR(MAX )
VOUT
Vin(max) N S NP
VRR
1.414 264 3
5
40
VRR
33V
VRR
DT
0
Po
VIN D
1
PO2
DT
T VI2N D 2 2
流过变压器原边绕组的电流有效值可以近似 等效于流过Q12的电流有效值。
副边电流有效值计算公式
副边波形如下：
Q12波形：
VOR
LEAKAGE SPIKE
VDC+
Ic(Q12)波 形：
Ic(Q12)近 似波形：
85 0.45 1.74 60103
366H
取LP=380uH
选择磁芯：选择TDK PC40 EER2834 Core， Ae＝85mm2，Bsat＝0.39T@100℃，取 Bmax＝0.3T。Bobbin选择EER2834-12PINV，高度为24mm，绕线宽度＝21-2×3.0＝
60K赫兹的集肤深度为:
6.6 6.6 0.027cm 0.27mm f 60000
可采用不超过0.55mm直径的漆包线；
取电流密度为6A，原边漆包线截面积： S=0.88/6=0.147mm2，可采用φ0.45mm漆 包线1根；则电流密度为：
J
I Prms S
4 I Prms
PIN
VIN
I IN
PO
I IN
1 T
DT
0 I P dt D I P
I C Q1
I P 0～DT
0DT～T
则流过Q12的电流有效值为：
ICRMS
1 T
DT I 2CQ1dt 1
0
T
T DT
I
2 C
Q1
dt
1 T
I
2 P
把②式代入①得：
1
2
I DC I P
D V max inMIN
P0
若DCM或临界时，IDC=0， 在CCM时，一般取IP=3IDC
原边电流有效值计算公式
如图2，设IP为△I的中点，则IC的电流波形 可以近似的表示为：高度为IP，宽度为DT的 方波（如图3），则有：
I Srms
Io 1 Dmax
8 10.8A 0.55
取电流密度为6A，原边漆包线截面积： S=10.8/6=1.8mm2，可采用φ0.5mm漆包线9根并绕； 则电流密度为：
J I Srms 4 I Srms 4 10.8 6.1A / mm2
S 9 d 2 9 3.14 0.52
d2
4 0.88 3.14 0.452
5.5A / mm2
变压器次级绕组匝数：
Ns
NP
(VOUT VD ) (1 Vin(min) Dmax
Dm ax )
40 (5 0.6) (1 0.45) 85 0.45
3.2
取3匝
流过变压器副边绕组电流有效值为：