开关电源设计实例和开关电源调试基础

高效率开关电源设计实例.pdf

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

开关电源设计报告

1开关电源主电路设计 1.1主电路拓扑结构选择 由于本设计的要求为输入电压176-264 V 交流电，输出为24V 直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck 电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK 电路稳压到24V 。考虑到变换器最大负输出功率为1000W ，因此需采用功率级较高的Buck 电路类型，且必须保证工作在CCM 工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck 变换器。其主电路拓扑结构如下图所示： 图1-1 主电路拓扑结构 1.2开关电源电路稳态分析 下面将对全桥隔离型BUCK 变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压g V 与后级输出电压V 之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压g V 代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK 变换器工作在CCM 模式，BUCK 电路中的变压器可以用等效电路代替。 由于全桥隔离型BUCK 变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK 电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在S T 2的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下： 1) 当S DT t <<0时，此时1Q 、4Q 和5D 导通，其等效电路图如图1-2所示。

i () t R v i ‘ 图1-2 在S DT t <<0时等效电路 g nv v =s （1-1） v nv v g -L = （1-2） R v i i /-C = （1-3） 2) 当S S T t DT <<时，此时1Q ~4Q 全部关断，6D 和5D 导通，其等效电路图如图1-3 所示。此时前级输出g V 为0，假设磁化电流为0，则流过6D 和5D 电流相等，均为L i 2 1 。。 i () t R i ‘ 图1-3 在S S T t DT <<时等效电路 0=s v （1-4） v v -L = （1-5） R v i i /-C = （1-6） 3) 当S S T D t T ）（ +1<<时，此时2Q 、3Q 和6D 导通，其等效电路图如图1-2所示。

东元 海利普开关电源电路分析

两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用 先看以下电路实例： 图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路

图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。 开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。 电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。 这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。 在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。 而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。 与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。 电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关

电子工程师的设计经验笔记

电子工程师必备基础知识（一） 运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。 运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。 光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。 干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。 电子工程师必备基础知识（二） 电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。 电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。 能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。 电子工程师必备基础知识（三） 电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。

电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。 电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。 给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。 大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。 电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。 交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。 电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。 电子工程师必备基础知识（四）

高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

开关电源设计

开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电又如何使直流电压（电流）稳定这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A；

③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=±； 发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。

典型半导体案例失效分析

典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高 光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.360docs.net/doc/3c11282335.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例 关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线 噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199

引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200

精通开关电源设计

《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算

开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。 根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。

1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为： 式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对（1-136）式进行积分得：

最新开关电源学习笔记

开关电源学习笔记

开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。

过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV

开关电源的系统设计深度解读

开关电源的系统设计深度解读 开关电源的系统设计深度解读 时间：2013-03-05 214次阅读【网友评论0条我要评论】收藏 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图（1）图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。

开关电源设计教学内容

开关电源设计

开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电？又如何使直流电压（电流）稳定？这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 1.1基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A； 1.2发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。

开关电源学习笔记(含推导公式)

《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

史上最全的开关电源设计经验资料

三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝ 3 40R C R Idl ?? π μ

开关电源设计

& 课程设计任务书 学生姓名：专业班级： 指导教师：工作单位： 题目: 开关电源设计 初始条件： 输入交流电源：单相220V，频率50Hz。 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）? 1、输出两路直流电压：12V，5V。 2、直流最大输出电流1A。 3、完成总电路设计和参数设计。 时间安排： 课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。 第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。 第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。 ） 第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日

目录 ） 引言 (1) 1设计意义及要求 (2) 设计意义 (2) 开关电源的组成部分 (2) 开关电源的工作过程 (2) 开关电源的工作方式 (3) 脉宽调制器的基本原理 (3) 2方案设计 (5) ） 设计要求 (5) 方案选择 (5) 整流滤波部分 (6) 降压斩波电路 (7) 脉宽调制电路 (8) MOSFET管的驱动电路 (9) 总电路图 (11) 3主电路参数设定 (12) { 变压器、二极管、MOSFET管选择 (12) 反馈回路的设计 (13) MOSFET的驱动设计 (14) 结束语 (15) 参考文献 (16)

附录一 (17) ]

引言 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，远程控制交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IGBT和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源根据输入输出的性质不同可分为AC/DC和DC/DC两大类。AC/DC称为一次电源，也常称为开关整流器。值得指出的是，AC-DC变换不单是整流的意义，而是整流后又做DC-DC变换。所以说，DC-DC变换器是开关电源的核心。DC/DC称为二次电源，其设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，所以学习设计开关电源有重要的意义。

反激设计最牛笔记

【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！ 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤

接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率： 对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。

开关电源设计技巧之一：为电源选择正确的工作频率

开关电源设计技巧之一：为电源选择正确的工作频率 为电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。 我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗；工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。 图1.1显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为100 kHz时，电感占据了电源体积的大部分（深蓝色区域）。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积（褐色区域）便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积（黄色区域）往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体（即半导体体积，淡蓝色区域）开始占据较大的空间比例。 图1.1 电源组件体积主要由半导体占据 该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反比关系。MOSFET 面积越大，其电阻和传导损耗就越低。 开关损耗与MOSFET 开关的速度以及MOSFET 具有多少输入和输出电容有关。这