反激准谐振的开关电源设计
开关电源设计-准谐振反激式开关电源的实现
数字降频的开关管漏-源极电压波形
负载进一步减轻时开关管在第三个漏-源电 压的极小值处开通
数字降频的开关管漏-源极电压波形
负载更加减小时开关管在第七个漏-源电压 的极小值处开通
应用ICE1QS01实现准谐振反激式开关电源
电路板元件排布图
电路的印制板图
电流泵对功率因数的贡献
通过简单的电路可以将开关电源的功率因 数提高到要求值。
3. 用NCP1207实现准谐振反激式开关电 源
（1）75W显示器开关电源电路图
75W显示器开关电源电路板图
75W显示器开关电源电路板元件排布图
动态自供电示意
（2）12V24W带有同步整流器的准 谐振开关电源设计实例8127D
电路图
电路板图
元件排布图
变压器设计
输入电压与整流输出电压
变压器设计
效率按87%计算，输入功率与输出功率的 关系：
变压器设计
直流母线的电流平均值
变压器设计
开关管选择800V耐压，对应的反冲电压： 其中尖峰电压选330V。
变压器设计
最大占空比：
变压器设计
开关管峰值电流：
变压器设计
开关频率为70kHz时对应的开关管导通时间
2. 应用ICE1QS01实现准谐振反激 式开关电源
解决方法2：数字降频
利用Infineon的数字降频的准谐振反激式开 关电源控制芯片ICE1QS01对反激式开关电 源进行控制，实现数字降频。
数字降频特性
数字降频的开关管漏-源极电压波形
重负载时开关管的漏-源极电压波形
数字降频的开关管漏-源极电压波形
（二）准谐振反激式开关电源的实 现
基于ICE2QS03G芯片准谐振反激电源设计
基于ICE2QS03G芯片准谐振反激电源设计引言：准谐振反激电源是一种具有高效率、低成本、小体积和高可靠性的开关电源方案。
它广泛应用于计算机、通信设备、工业自动化等领域。
本文将基于ICE2QS03G芯片，对准谐振反激电源进行设计。
一、ICE2QS03G芯片简介ICE2QS03G是一款在准谐振反激电源中广泛使用的控制芯片。
它提供了丰富的保护功能，如过电流保护、过温保护、欠压锁定等。
此外，ICE2QS03G还提供了灵活的开关频率调节功能，可适应不同应用场景。
二、电源拓扑选择根据实际需求，我们选择准谐振反激电源作为设计方案。
该方案具有输出电压稳定、高转换效率和低电磁干扰的特点，非常适用于一些对电源要求较高的场景。
三、电源参数设计1、输出电压设计：根据具体应用需求，确定输出电压的数值。
例如，如果我们需要设计一款12V的电源，那么将输出电压设定为12V。
2、输出电流设计：根据实际应用需求，确定输出电流的数值。
例如，如果我们需要设计一款能够提供3A输出电流的电源，那么我们需要确保电源能够稳定输出3A的电流。
3、开关频率设计：ICE2QS03G芯片提供了可调的开关频率范围，我们需要根据具体需求选择适合的开关频率。
一般情况下，高开关频率能够提高转换效率，但同时也会增加开关损耗。
低开关频率可以减小开关损耗，但会增加输出滤波器的尺寸和成本。
4、输入电压范围设计：根据实际应用需求，确定输入电压范围。
一般情况下，我们需要确保电源在输入电压变化范围内能够正常工作。
四、电路设计1、输入滤波器：输入滤波器主要用于抑制输入电压的纹波和滤除高频噪声。
可以采用LC型滤波器，选择合适的电感和电容值。
2、整流桥：将输入电压转换为直流电压，可以选择全波整流桥。
3、变压器：根据设计需求，选择合适的变压器，确保能够提供所需的输出电压和电流。
4、ICE2QS03G芯片：将ICE2QS03G芯片接入电路中，根据数据手册提供的引脚连接图和工作原理进行接线。
准谐振开关电源的设计
准谐振开关电源的设计1.引言准谐振开关电源是一种采用谐振电路来驱动开关管的电源设计。
通过控制开关管的导通时间和关断时间，实现谐振振荡，从而提供稳定的输出电压。
准谐振开关电源具有高效率、高稳定性、小体积等优点，在各种应用中得到广泛应用。
2.设计原理3.主要电路设计a.输入滤波电路输入滤波电路主要用于抑制电源噪声和滤波杂波，确保输入电源的稳定性。
一般采用电容器和电感器的组合来实现。
b.整流电路整流电路用于将交流电源转换为脉冲直流电压。
常用的整流电路包括单相全波整流电路和三相桥式整流电路。
c.谐振电路谐振电路是准谐振开关电源的核心部分，通过合理的选择谐振频率和谐振元件的参数来实现输出电压的稳定调节。
谐振电路常采用LC谐振电路，谐振元件主要由电感器和电容器组成。
d.输出滤波电路输出滤波电路主要用于去除输出电压中的纹波和杂波，确保输出电压的稳定性。
一般采用电容器和电感器的组合来实现。
4.设计要点a.合理选择谐振频率和谐振元件的参数，确保谐振电路的稳定性和输出电压的精度。
b.控制开关管的导通时间和关断时间，确保开关管工作在合适的状态，减小功耗和热损耗。
c.使用高效率的开关管和电源管理芯片，提高整体电源的转换效率。
d.使用合适的散热装置和温度感知器，确保电源的散热性能和稳定性。
e.遵循安全设计原则，采取必要的保护措施，确保电源的可靠性和使用者的安全。
5.结论准谐振开关电源是一种高效、稳定的电源设计，能够提供稳定的直流电压输出。
设计时需要合理选择谐振频率和谐振元件的参数，并控制开关管的导通时间和关断时间。
此外，合理选择开关管和电源管理芯片，使用合适的散热装置和温度感知器，严格遵循安全设计原则也是必要的。
准谐振开关电源的设计需要综合考虑电路原理、元器件选择、热设计和安全设计等因素，才能获得稳定、可靠的电源设计。
一种高可靠性准谐振反激式开关电源的设计
一种高可靠性准谐振反激式开关电源的设计摘要：介绍了一种高可靠性准谐振反激式开关电源。
分析了准谐振反激式开关电源和电源冗余的工作原理及实现方式。
通过实验分析，验证了理论分析的准确性，提高了电源可靠性。
证明该电源降低了开关损耗，具有较高的电源效率；表明了两路冗余电源具有较好的均流效果。
关键词：准谐振；冗余；反激；开关电源随着社会对能源效率和环保问题的关注度日益提高，人们对开关电源的效率期望越来越高，而减少开关损耗是提高效率的重要途径之一。
采用准谐振技术控制开关管，使其在开关管两端电压最小时开通，可以很大程度地减少开关损耗，相比传统的反激式开关电源，最多可以提高5％以上效率；同时开通过程中因开关管承受的电压较低，产生的dv／dt 也小，于是产生较小的EMI，有效的解决电磁干扰等问题。
另一方面，开关电源现已广泛应用于铁路的通信网络等系统中。
电源除了要连续运行外，还要经受高低温、高湿、冲击等考验。
这就要求电源设备必须有很高的可靠性。
采用冗余结构是一种有效提高电源可靠性的方法。
本论文通过采用准谐振控制芯片和两路冗余热备份结构，设计出一种高可靠性的准谐振反激式开关电源。
1 准谐振反激式开关电源的原理及实现方式(1)准谐振反激式开关电源原理分析准谐振反激式开关电源基本原理和等效原理图如图1、2 所示。
其中Lm 为原边励磁电感，Lk 为原边漏感。
电容Cd 包括主开关管Q 的输出电容Coss，变压器的匝间电容以及电路中的其他一些杂散电容。
Rp 为初级绕组的寄生电阻，包括变压器原边绕组的电阻，铜线的高频趋肤效应、磁材料的损耗以及辐射效应的等效电阻。
准谐振反激式开关电源工作在DCM 或CRCM 状态，副边二极管电流下降到零之后，电容Cd，原边电感Lp=Lm+Lk 以及电阻Rp 构成一个RLC 谐振电。
基于TEA1751的反激式准谐振开关电源的设计
基于TEA1751的反激式准谐振开关电源的设计摘要：准谐振是一种能够实现零电压开通，减少开关损耗，降低EMI噪声的变换方式。
该文介绍了准谐振变换的工作原理，设计并实现了一种采用芯片TEA1751为控制电路的准谐振反激式开关电源。
与传统的反激式硬开关变换器相比，减少了开关管的开关损耗，提高了开关电源的效率。
关键词：开关电源；准谐振变换；零电压开关中图分类号：文献标识码：文章编号：0 引言随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于电子设备，是当今电子信息产业不可缺少的一种电源方式[1]。
由于开关电源频率的提高，开关电源苦工作在硬开关状态，开关管开通时，开关管的电流上升和电压下降同时进行。
关断时，电压上升和电流下降也同时进行。
电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，该损耗随开关频率的提高而急剧增加。
为了提高电源的效率，就必须减少开关管的开关损耗。
也就是要求开关电源工作在软开关状态。
软开关技术实际上就是利用电容与电感的谐振，以使开关管上的电压或通过开关管的电流按正弦或者准正弦规律变化，在减少开关损耗的同时也可控制浪涌的发生。
在软开关技术中，有全谐振、准谐振、多谐振等变换方式[3]。
本文引入准谐振变换方式来提高开关电源的效率。
1 反激式准谐振变换基本工作原理图1反激式准谐振开关电源的原理图图1所示为反激式准谐振开关电源的原理图，其中：RP 包括变压器初级绕组的电阻以及线路电阻，T为开关变压器，Lm 为初级励磁电感量，Llk为初级绕组漏感量，VT为MOS开关管，VD为整流二极管，Co为滤波电容，电容Cr 为缓冲电容，也是谐振电容，包括开关管VT 的输出电容COSS ，变压器的层间电容以及电路中的其他一些杂散电容。
图2反激式准谐振开关电源的工作波形准谐振变换的工作波形如图 2 所示，在准谐振变换中，每个周期可分为4个不同的时间段，各时间段分析如下：（1）t0～t1 时段开关管导通，输入电压全部加到初级电感（包括励磁电感Lm和漏感Llk）上，电感电流以斜率线性增大。
反激式开关电源准谐振变换的实现
反激式开关电源准谐振变换的实现
准谐振变换的基本原理是通过控制开关管的导通和截止，使得电感和
电容在谐振频率上发生能量交换，从而实现对输入电源的变换。
其工作周
期分为两个状态，分别是开关导通状态和开关截止状态。
在开关导通状态下，开关管导通，输入电源的电流通过开关管和电感
流入负载。
此时，谐振电容的电压为零。
当电流达到峰值时，开关管截止。
在开关截止状态下，开关管截止，负载和电感之间形成了一条环路。
电感和谐振电容开始发生交换能量，将负载能量储存到电感中，谐振电容
的电压开始增加。
为了实现准谐振变换，需要考虑谐振频率的选择和谐振网络的设计。
谐振频率的选择取决于输入电压和输出电压的比例关系。
谐振网络的设计
主要包括谐振电感、谐振电容和开关管的选择。
在实际应用中，准谐振变换可以实现高效率、小体积的电源变换。
与
传统的开关电源相比，准谐振变换具有以下特点：
1.高效率：准谐振变换可以实现高达95%以上的转换效率，减少能量
损耗，提高能源利用率。
2.小体积：准谐振变换可以采用高频开关管，减小变压器和谐振元件
的尺寸，使整个电路体积更小。
3.稳定性好：准谐振变换通过控制开关管的导通和截止，使得能量交
换在谐振频率上发生，输出电压较为稳定。
4.输入电流波形好:准谐振变换在输入电流波形上具有较低的峰值和
谐振频率，减小了对输入电源的干扰。
总之，反激式开关电源准谐振变换通过谐振网络的设计和控制实现对输入电源的变换，具有高效率、小体积和稳定性好的特点。
它在电源变换领域有着广泛的应用前景。
一种基于准谐振技术的反激电源设计
电源与节能技术R 2023年5月25日第40卷第10期· 93 ·Telecom Power TechnologyMay 25, 2023, Vol.40 No.10申宏伟，等一种基于准谐振技术的反激电源设计AUXCSV 700 VNCP1380D CS Ct DRVFault FB Gnd VCC ZCD U R 6MΩOptocouler_CBU R 10 kΩQ ndf06n60zR 1kΩR 820 mΩVCC R 10 mΩR 22 ΩCSR 12ΩR 1 kΩR 49.9 kΩP1P2TX2S TL431_CBU R 3 kΩR 80ΩR 250 mΩVFaultR 510 ΩR 10Q PN2907A R 10mΩR2130mΩDRV R 200 mΩR 20 kΩVINR 6MΩR 1kΩR 600 kΩR 22ΩR 10.7 kΩVFBC131.36mF IC=0L 3.5mΩ IC=0C 100 pFC 1nFIC=0L 30 μF IC=0I outVOUT VOUTC 220 pF C 20pF IC=0C 47μF IC=0 +C 100 pF IC=0D1N4937VdrainD BZX7920V/PSD DN4148VFBZCD+C 47nF IC=0C 10nF IC=0C 4.7 μF IC=16.95D DN4148D MBR20200CTP+C 1nF IC=0+C 1.4mF IC=0D MUR160RLL 2.2 μF IC=0CSVINDRVVINVCC VINDRV VFB AUXVCC ZCD D DN4148图4 基于准谐振技术的反激电源仿真模型时间/ms5μs/格38.88038.88538.89038.89538.90038.90538.910Y2-0.200.20.40.60.81.0U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.81.0 1.0时间/ms5μs/格44.73544.74044.74544.75044.75544.76044.765Y2100200300400500600700800900U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.8（a ）15 W ，第4谷底触发（b ）30 W ，第3谷底触发时间/ms5μs/格46.27546.28046.28546.29046.29546.300Y2100200300400500600700800900U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.81.0时间/ms2μs/格47.02047.02247.02447.02647.02847.03047.03247.03447.03647.03847.040Y2100200300400500600700800900U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.81.0（c ）45 W ，第2谷底触发（d ）60 W ，第1谷底触发图5 不同负载条件下U ds 的仿真波形4 实验验证基于准谐振技术的反激电源样机实物照片如图6所示。
反激式准谐振电源设计开题报告
反激式准谐振电源设计开题报告
=========大学
毕业设计(论文)
开题报告
题目反激式准谐振电源设计
院、系(部)
专业及班级_________ 姓名_____________ _________________ 指导教师 ___________ ___________________ 日期 _________
========大学毕业设计(论文)开题报告
二、主要研究(设计)内容、研究（设计）思路及工作方法或工作流程
1.主要研究内容和思路：
本设计选用OB2201芯片采用反激式准谐振AC-DC拓扑结构，并最终实现24W的电源设计。
开关电源结构：选用既可以消除开关损耗又可调过功率补偿的反激式准谐振拓扑结构，所用芯片为OB2201.
（1）OB2201内部结构图：
OB2201是离线式准谐振PWM控制芯片，通过准谐振工作模式，系统的开关损耗和EMI大大降低，该芯片能够为系统提供超过90%的满载转换效率，完善的保护功能可以大大提高系统的可靠性，并具有可编程的软启动功能，OVP高精度输出，芯片内置过热保护等优点。
准谐振软开关技术是一种高效的反激变换器(QR)控制器的优化,能够实现高效的普遍输入范围和完整的加载范围和有效的制度成本。
（2）两路输出开关电源结构（OB2201应用图）介绍：
a．整流电路：四个二极管对AC输入进行整流
b．滤波电路：大容量电容C对整流输出进行滤波
c．反激式模块电路：它的变压器初级的同名端和次级的同名端是相反的，只有一个变压器输出端没有蓄能电感，只有一个功率二极管。
d .外围保护电路：包括 MOS开关管、LC串并联电路、发光/限流二极管、NTC热敏电阻、。
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反激准谐振的开关电源设计基于UCC28610电源网论坛老梁头反激式开关电源工作原理当开关K 导通时�由于变压器同名端�次级二极管反向截止�变压器初级电感储存能量�当开关K 关断�次级二极管正向导通�变压器初级储存的能量释放�给电容C 充电和向负载提供能量�图一 反激开关电源原理图反激式开关电源的DCM 工作模式图二 DCM模式VDS 电压波形图三 DCM模式电流波形DCM模式也叫完全能量转换模式，也就是常说的非连续模式，就是指磁芯中的能量完全释放（图三中Ip波形），次级整流二极管过零之后（图三中Is波形），初级开关管导通。
此模式的优点是次级整流管没有反向恢复问题，环路容易稳定。
但由于其磁芯能量完全释放，所以初级的电感电流降为零，此时导通的峰值电流比较大，电流有效值比较大，铜损和MOS的导通损耗比较大。
还有一个缺点由图可见当绕组中的能量完全释放完毕后，在开关管的漏极出现正弦波震荡电压，此震荡是由于MOS的结电容和原边电感引起的。
而对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次开通，有可能出现在震荡电压的任何位置（包括顶峰和谷底），为开关管带来开通损耗！反激式开关电源的CCM工作模式图四 CCM模式VDS电压波形图五 CCM模式的电流波形CCM模式也叫不完全能量转换模式，也就是常说的连续模式，就是指磁芯中的能量没有完全释放（图五中Ip波形），次级整流二极管没有完全过零的时候（图五中Is波形），初级的开关管导通。
此模式优点是磁芯能量没有完全释放，所以初级电感电流没有降为零，同等功率下此时的峰值电流有效值要比DCM小，所以铜损和MOS的导通损耗要比DCM小；但由于其次级整流管电流没有降到零，所以会有一个整流管反向回复时间带来的损耗。
另外CCM的负载在空载到满载变化时，会经历DCM → CRM → CCM三个阶段，当从DCM到CCM过渡时，传递函数会发生变化，容易震荡；当占空比比较大时容易产生次谐波震荡，往往需要加斜率补偿。
所以CCM的反馈设计要显得复杂点。
此模式的开通损耗更为严重，由图四可知MOS管都是在最高电压时开通。
反激式开关电源的QR 工作模式图六 QR模式VDS电压波形（重载）图七 QR模式VDS波形（轻载）QR模式也叫反激准谐振模式，其实是DCM的一种，是指当磁芯能量完全完全释放完毕后，变压器的初级电感和MOS的结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，初级的开关管导通。
此模式是集DCM的优点及大部分缺点于一起，只是把其中的一项缺点做了优化从而变成了优点。
就是加了谷底检测功能，改善MOS的开通损耗，从而改善效率。
图六和图七是一个QR的波形，从波形中看出开关管每次都是在振荡电压的谷底导通。
就可以实现零电压导通（或是低电压导通），这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。
那么怎么实现的谷底导通呢，这个只需要磁通复位检测功能（通常是用辅助绕组来实现），然后通过IC的一系列动作保证每次在振荡电压到达最低点时打开开关管。
以上好处带来的后果是频率是变化的，从而影响了其它参数的确定。
下边我们将具体的介绍QR 反激变换器的设计方法。
6确定QR 的主要参数�输入电压范围：最低输入电压Vacmin ，最高输入电压Vacmax ； 一般为低输入85～135VAC ，高输入176 ～265VAC ，全电压输入85 ～ 265VAC ；�输入频率：fac输入交流频率，50Hz 或60Hz ；�输出电压：Vout ；�输出电流：Iout ；�整机效率： η一般取80%；�最低开关频率：fsw对于反激准谐振这个频率是变化，在设计时应该以最低输入电压，最大输入功率时的最小频率来确定其它参数。
一般从两个方面来考虑，一方面为了减小变压器体积，得适当加大频率；另一方面为了降低开关损耗和EMI ，还得适当减小频率；一般折中考虑后通常会取25KHz ～100KHz ；�最大输入功率：PinPin =（Vout × Iout ） ÷ η确定直流输入电压图八整流桥整流后的波形图九电容充电占空比波形50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动的直流电压，再通过输入滤波电容得到直流高压。
在理想情况下，整流桥的导通范围应为0°～180 °，但由于滤波电容的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有电流经过整流桥对C充电，导通范围约为30°～90 °。
这里引入一个符号Dch为电容充电占空比。
Dch ≈0.33。
那么最低直流输入电压Vbusmin =最高直流输入电压Vbusmax = Vacmax式中CBUS为输入电容容量facCBUSDchPinVac×−×−)1(min222母线电解电容CBUS选择方法AC输入电压（V）CBUS选择（uF/W)低电压（85～135）2高压电（176～265）1全电压（85～265）2～3确定反射电压图十 VDS波形解析设计QR时，为了在尽可能大的范围内实现零电压导通，反射电压VRO尽量取得大一些。
由图十可以看出VDS=Vbusmax+Vclamp+杂散电感的影响电压+开关管的电压余量式中 VDS为MOS管的额定电压Vbusmax为最大直流输入电压Vclamp为电容的吸收电路的嵌位电压，当Vclamp=1.4 VRO时，吸收电路损耗最小杂散电感的影响电压一般取10～20V为了保证开关管的安全，开关管的电压余量一般取10% ～ 20%的VDS把上式整理得VRO=[(80% ～ 90%)VDS-Vbusmax-(10 ～ 20)] ÷1.4确定最大导通时间图十一 一个完整的开关周期由上图可见一个完整的周T=TON+TOFF+TW其中TON 为MOS 导通时间，TOFF 为变压 器去磁时间，TW 为震荡时间；那么根据伏秒法则Vbusmin ×TON=VRO ×TOFF ，TOFF=T －TON －TW 将两式化简得 TON=[VRO ×（T-TW ）] ÷(Vbusmin ＋VRO)式中 T 为最小开关周期;Vbusmin 为最低直流输入电压;VRO 为反射电压。
里边只有一个未知量就是TW ，这个值的公式为TW= LP 为变压器原边电感量;CP 为MOS 管漏极电容 （可以通过查MOS 管的datasheet 得出）但这里原边电感量没有求出来，所以我们一般取TW 为整个最小开关周期的的5%;把上边的TON 公式整理得TON=[VRO ×（0.95 × T ）] ÷(Vbusmin ＋VRO)CP LP ×π确定初级电感量�由上节得出TON的值，那么Dmax=TON÷T�初级峰值电流Ippk=（Pin ×2）÷（Dmax ×Vbusmin）式中Ippk为初级峰值电流；单位APin为输入最大功率；单位WDmax为最大占空比；Vbusmin为最低直流输入电压。
单位V�初级电感量LP= (Vbusmin ×TON) ÷Ippk确定合适的变压器�我们用AP 法来确定变合适压器的变压器AP=Ae × Aw= 式中LP 为初级的电感量 单位为H Ippk 为初级峰值电流 单位A△ B 为磁感应强度变化量 一般情况下△ B 取值小于0.3450为电流密度 单位A/平方厘米Ko 窗口利用率一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构。
AP 的单位是平方厘米计算出来AP 我们可以找到合适的磁芯，然后可以找到磁芯的横截面积Ae143.14245010⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛××∆××KO B Ippk LP确定变压器初次级的匝数�上边我们通过AP法找出合适的磁芯，得到磁芯的横截面积Ae �初级的匝数NP=（LP ×Ippk ） ÷（△B ×Ae）式中LP为初级电感量; 单位uHIppk为初级峰值电流; 单位A△B 为磁感应强度变化量; 单位TAe磁芯的横截面积.单位mm2�次级的匝数NS=（Vout+Vf）×NP ÷VRO式中Vout为输出电压;单位VVf为整流管管压降，一般取0.5 ～1V;单位V VRO为反射电压. 单位V确定变压器的气隙�上边得出原边匝数NP ，原边电感量 LP ，磁芯的横截面积Ae 那么就可以得出变压器的气隙长度 lg=式中Lg 为气隙长度；单位mμo 为真空磁导率，为4∏×107；单位H/mNP 为原边的匝数；Ae 为磁芯的横截面积；单位m 2 LP 为原边的电感量；单位HLP Ae NP o ××2µ确定初次级线圈线径�上边已经确定了初级的峰值电流Ippk�初级电流有效值Iprms=�初级绕组线径Dp=�次级峰值电流Ispk=（2 ×Iout ） ÷Doff �次级电流有效值Isrms=�次级绕组线径Ds=�以上公式中Dmax 最最低输入电压时的最大占空比TOFF 为变压器去磁时间 TOFF=T －TON －TW Doff= TOFF/TJ 为电流密度，一般取4-6A/mm 2。
在次级圈数比较小的情况下，可以取到10A/mm 2。
再变压器窗口富裕的情况尽量取小点，可以有效降低铜损。
3max D Ippk ×J Iprms ×13.13Doff Ispk ×J Isrms×13.1确定次级整流二极管�输出二极管的反向耐压Vdrev=Vbusmax×N+Vout考虑到尖峰的影响，一般选取整流二极管的反向耐压为1.25倍的Vdrev，因此二极管的Vrrm=1.25×（Vbusmax×N+Vout）式中N为次级与初级的匝比 NS/NP�上边已经算出次级的电流有效值Isrms，考虑到降额使用，一般选取输出二极管的正向电流为2～3倍的Isrms，因此二极管的最小正向电流IF= （2～3） × Isrms确定输出电容�电容耐压的选择，一般选Vcout=1.25 ×Vout�电容容量的选择，确定输出电压纹波，一般为输出电压的1%，即△V=1%Vout ；Cout=式中 Ispk 为次级峰值电流Iout 为输出电流Doff 变压器去磁占空比fsw 为开关频率计算电容的等效串联电阻（ESR ）ESR=△V÷（Ispk －Iout ） ()fsw Ispk V Doff Iout Ispk ××∆××−22确定RCD吸收参数图十二 RCD原理图图十三 MOS的VDS波形上边已经确定过了钳位电压Vclamp、反射电压VRO、初级峰值电流Ippk。