基于UCC28610的QR反激准谐振开关电源设计1
基于UCC28810的LED照明电源设计
基于UCC28810的LED照明电源设计
摘要：UCC28810是一种需要功率因数校正（PFC ）的低到中功率流明应用的LED 普通照明电源控制器。
该文介绍了UCC28810的引脚功能和特点以及基于UCC28810的LED照明电源电路。
引言
目前LED已经开始步入普通照明领域。
从全球的情况来看，LED 普通照明驱动电路要采用工频市电电源供电（即离线式驱动电路）。
就其拓扑结构而言，主要是隔离型反激式转换器开关电源方案。
对于200W 以上的LED 路灯，则选择双电感单电容（LLC ）半桥谐振拓扑。
在100W 以下的LED 照明驱动电源中，单级PFC 反激式电路拓扑是最佳解决方案。
德州仪器（TI）公司推出的UCC28810普通照明电源控制器，不仅支持单级PFC 反激式变换器和Triac 调光，同时还支持两级PFC 电源拓扑。
1 UCC28810引脚功能和特点
1. 1 UCC28810封装与引脚功能。
反激式开关电源电路设计(毕业设计).docx
第一章开关电源设计任务书 (1)1.1课程设计的目的 (1)1・2课程设计的要求 (1)1.2. 1 题目 (1)1.2.2设计装置的主要技术数据 (1)1.2.3课程设计主要内容 (2)1.2.4课程设计的要求 (2)1.3课程设计报告的基本格式 (2)第二章总体方案的确定 (3)2.1反激式开关电源的介绍 (3)2.2 UC3842开关电源简介 (4)2.2.1 UC3842内部工作原理简介 (4)2.2.2 UC3842的使用特点 (6)2.23 UC3842组成的反激式开关电源 (6)2.3 总体方案的确定 (7)第三章具体电路设计 (8)3.1 EMI滤波电路 (8)3.2整流滤波电路的设计 (9)3.3高频变压器的设计 (10)3.4控制电路的选择 (17)3.5反馈电路的设计 (18)3.5.1 电压反馈电路 (18)3.5.2 输出电流反馈 (18)3.6保护电路的设计 (19)3.6.1 输出电压保护电路 (19)3.6.2输入欠压过压保护 (20)3.7输出整流滤波电路设计 (21)第四章个人心得体会 (22)附录1重薄膜绝缘导线参数.............................................. *23附录2设计完整电路图............................................... 附大图致谢. (24)参考文献 (24)第一章开关电源设计任务书1.1 课程设计的目的通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的：1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。
2、培养学生综合分析问题、发现问题，特别是解决问题的能力。
3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。
4、培养学生运用仿真工具的能力。
5、提高学牛课稈设计报告撰写水平。
1.2 课程设计的要求1.2.1题目题目：反激式开关电源电路设计注意事项：①学生也可以选择规定题目方向外的其他开关电源电路设计。
反激准谐振的开关电源设计
反激准谐振的开关电源设计基于UCC28610电源网论坛老梁头反激式开关电源工作原理当开关K 导通时�由于变压器同名端�次级二极管反向截止�变压器初级电感储存能量�当开关K 关断�次级二极管正向导通�变压器初级储存的能量释放�给电容C 充电和向负载提供能量�图一 反激开关电源原理图反激式开关电源的DCM 工作模式图二 DCM模式VDS 电压波形图三 DCM模式电流波形DCM模式也叫完全能量转换模式，也就是常说的非连续模式，就是指磁芯中的能量完全释放（图三中Ip波形），次级整流二极管过零之后（图三中Is波形），初级开关管导通。
此模式的优点是次级整流管没有反向恢复问题，环路容易稳定。
但由于其磁芯能量完全释放，所以初级的电感电流降为零，此时导通的峰值电流比较大，电流有效值比较大，铜损和MOS的导通损耗比较大。
还有一个缺点由图可见当绕组中的能量完全释放完毕后，在开关管的漏极出现正弦波震荡电压，此震荡是由于MOS的结电容和原边电感引起的。
而对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次开通，有可能出现在震荡电压的任何位置（包括顶峰和谷底），为开关管带来开通损耗！反激式开关电源的CCM工作模式图四 CCM模式VDS电压波形图五 CCM模式的电流波形CCM模式也叫不完全能量转换模式，也就是常说的连续模式，就是指磁芯中的能量没有完全释放（图五中Ip波形），次级整流二极管没有完全过零的时候（图五中Is波形），初级的开关管导通。
此模式优点是磁芯能量没有完全释放，所以初级电感电流没有降为零，同等功率下此时的峰值电流有效值要比DCM小，所以铜损和MOS的导通损耗要比DCM小；但由于其次级整流管电流没有降到零，所以会有一个整流管反向回复时间带来的损耗。
另外CCM的负载在空载到满载变化时，会经历DCM → CRM → CCM三个阶段，当从DCM到CCM过渡时，传递函数会发生变化，容易震荡；当占空比比较大时容易产生次谐波震荡，往往需要加斜率补偿。
反激式开关电源的设计方法
1 设计步骤:1.1 产品规格书制作1.2 设计线路图、零件选用.1.3 PCB Layout.1.4 变压器、电感等计算.1.5 设计验证.2 设计流程介绍:2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。
做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。
2.2 设计线路图、零件选用。
2.3 PCB Layout.外形尺寸、接口定义，散热方式等。
2.4 变压器、电感等计算.变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，2.4.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式Gauss x NpxAeLpxIp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK FerriteCore PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。
2.4.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。
2.4.3 决定变压器线径及线数:变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，散热条件，工作环境温度等选择。
当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。
(完整版)反激式开关电源的设计方法
1 设计步骤:1.1 产品规格书制作1.2 设计线路图、零件选用.1.3 PCB Layout.1.4 变压器、电感等计算.1.5 设计验证.2 设计流程介绍:2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。
做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。
2.2 设计线路图、零件选用。
2.3 PCB Layout.外形尺寸、接口定义，散热方式等。
2.4 变压器、电感等计算.变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，2.4.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式Gauss x NpxAeLpxIp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK FerriteCore PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。
2.4.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。
2.4.3 决定变压器线径及线数:变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，散热条件，工作环境温度等选择。
当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。
一种基于准谐振技术的反激电源设计
电源与节能技术R 2023年5月25日第40卷第10期· 93 ·Telecom Power TechnologyMay 25, 2023, Vol.40 No.10申宏伟，等一种基于准谐振技术的反激电源设计AUXCSV 700 VNCP1380D CS Ct DRVFault FB Gnd VCC ZCD U R 6MΩOptocouler_CBU R 10 kΩQ ndf06n60zR 1kΩR 820 mΩVCC R 10 mΩR 22 ΩCSR 12ΩR 1 kΩR 49.9 kΩP1P2TX2S TL431_CBU R 3 kΩR 80ΩR 250 mΩVFaultR 510 ΩR 10Q PN2907A R 10mΩR2130mΩDRV R 200 mΩR 20 kΩVINR 6MΩR 1kΩR 600 kΩR 22ΩR 10.7 kΩVFBC131.36mF IC=0L 3.5mΩ IC=0C 100 pFC 1nFIC=0L 30 μF IC=0I outVOUT VOUTC 220 pF C 20pF IC=0C 47μF IC=0 +C 100 pF IC=0D1N4937VdrainD BZX7920V/PSD DN4148VFBZCD+C 47nF IC=0C 10nF IC=0C 4.7 μF IC=16.95D DN4148D MBR20200CTP+C 1nF IC=0+C 1.4mF IC=0D MUR160RLL 2.2 μF IC=0CSVINDRVVINVCC VINDRV VFB AUXVCC ZCD D DN4148图4 基于准谐振技术的反激电源仿真模型时间/ms5μs/格38.88038.88538.89038.89538.90038.90538.910Y2-0.200.20.40.60.81.0U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.81.0 1.0时间/ms5μs/格44.73544.74044.74544.75044.75544.76044.765Y2100200300400500600700800900U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.8（a ）15 W ，第4谷底触发（b ）30 W ，第3谷底触发时间/ms5μs/格46.27546.28046.28546.29046.29546.300Y2100200300400500600700800900U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.81.0时间/ms2μs/格47.02047.02247.02447.02647.02847.03047.03247.03447.03647.03847.040Y2100200300400500600700800900U d r a i n / k VY1-00.20.40.60.81.0（c ）45 W ，第2谷底触发（d ）60 W ，第1谷底触发图5 不同负载条件下U ds 的仿真波形4 实验验证基于准谐振技术的反激电源样机实物照片如图6所示。
反激开关电源设计解析上
04
Y电容是指跨与L-G/N-G之间的电容器.
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X电容多选用耐纹波电流比较大的聚脂薄膜类电容。这种类型的电容,体积较大,但其允许瞬间充放电的电流也很大,而其内阻相应较小。 X电容容值选取是uF级，此时必须在X电容的两端并联一个安全电阻,用于防止电源线拔插时,由于该电容的充放电过程而致电源线插头长时间带电。 安全标准规定,当正在工作之中的机器电源线被拔掉时,在两秒钟内,电源线插头两端带电的电压(或对地电位)必须小于原来额定工作电压的30%。 作为安全电容之一的X电容,也要求必须取得安全检测机构的认证。X电容一般都标有安全认证标志和耐压AC250V或AC275V字样,但其真正的直流耐压高达2000V以上,使用的时候不要随意使用标称耐压AC250V或者DC400V之类的的普通电容来代用。
反激开关电源特点
在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电 压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以自行车充电器为例，详细讲解反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法。
共模磁芯的选择
从前述设计要求中可知，共模电感器要不易饱和，如此就需要选择低B-H（磁芯损耗与饱和磁通密度）温度特性的材料，因需要较高的电感量，磁芯的μi值也就要高，同时还必须有较低的磁芯损耗和较高的BS（饱和磁通密度）值，符合上述要求之磁芯材质，目前以铁氧体材质最为合适，磁芯大小在设计时并没有一定的规定，原则上只要符合所需要的电感量，且在允许的低频损耗范围内，所设计的产品体积最小化。 因此，磁芯材质及大小选取应以成本、允许损耗、安装空间等做参考。共模电感常用磁芯的μi约在2000~10000之间。
正反激励式准谐振软开关电源
正反激励式准谐振软开关电源摘要：以UCC28600D芯片为核心，结合正、反激励共用方式构建准谐振软开关电源。
以正激励为主，正、反激励相互配合，拓展功率输出能力；采用定功率法设计开关电源变压器，控制反激励电压值略高于输入线电压；有效发挥谐振作用，降低激励管开通损耗和开通噪声，利用滤波电感的续流作用消除正激励整流二极管的关闭噪声。
所设计的开关电源具有高度洁净的输出电压，电源输出口的扰讯电压和开关周期的脉动电压均限制在5 mV以下，整体工作效率达85%，开关电源中正、反激励共用方式具有明显优势。
关键词：开关电源；准谐振；单极性；正反激励早期的开关电源通过强制开通或关闭激励管的方式工作，其开关噪声和开关损耗大，工作效率难以进一步提高。
软开关技术则利用LC谐振来调整开关时刻的电流或电压值，以达到开关损耗最小的目的，在开关噪声和工作效率方面都优于硬开关电源。
因此，谐振式开关电源将得到快速发展。
实现软开关工作的芯片有多种型号，且工作原理各不相同。
例如准谐振反向控制器UCC28600芯片，以反激励电压下降至最低值后开通激励管、激励电流达到峰值或定时关闭激励管的方式工作，单极性输出，其开关频率随输出功率而变化，一般用于小功率电源；谐振模式控制器UCC25600是基本固定谐振频率，利用反馈自动调节开关频率，使电路在谐振与失谐之间调整，改变有效激励功率，双极性输出，一般用于100 W～1 kW的电源。
本文以UCC28600D芯片为基础，研究这类软开关电源的设计要点。
1 UCC28600D芯片工作特点 UCC28600D芯片是多模式准谐振反向控制器，自身功耗低，只有8个端口，电路连接简单。
该芯片内部设置有可变振荡频率的振荡器，自身并不直接决定输出脉冲频率。
其脉冲输出与脉冲关闭方式由芯片的外部电路状态决定：当电压状态检测保护端7的电位下降至最低值(电压谷点)时，开通输出脉冲；当7端口流出的电流达到450 μA(此时端电位为0 V)或者7端口端电压超过3.75 V时，均进入过压保护状态；根据检测到的3端电位值关闭输出脉冲或定时关闭脉冲，准谐振模式或不连续模式下为0.4 V～0.8 V，折返模式下3端口电位固定为0.4 V，不再对激励电流做检测，由内部定时关闭脉冲。
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图二 DCM模式VDS电压波形
图三 DCM模式电流波形
反激式开关电源的CCM工作模式
CCM模式也叫不完全能量转换模式，也就是常说的连 续模式，就是指磁芯中的能量没有完全释放（图五中 Ip波形），次级整流二极管没有完全过零的时候（图 五中Is波形），初级的开关管导通。 此模式优点是磁芯能量没有完全释放，所以初级电感 电流没有降为零，同等功率下此时的峰值电流有效值 要比DCM小，所以铜损和MOS的导通损耗要比DCM小； 但由于其次级整流管电流没有降到零，所以会有一个 整流管反向回复时间带来的损耗。另外CCM的负载在 → CRM → 空载到满载变化时，会经历DCM CCM三个阶段，当从DCM到CCM过渡时，传递函数会发 生变化，容易震荡；当占空比比较大时容易产生次谐 波震荡，往往需要加斜率补偿。所以CCM的反馈设计 要显得复杂点。 此模式的开通损耗更为严重，由图四可知MOS管都是 在最高电压时开通。
确定合适的变压器
� 我们用AP法来确定变合适压器的变压器
AP=Ae ×⎛ LP Aw= × Ippk 2 × 10 4 ⎞
1.143
⎜ ⎜ ∆B × 450 × KO ⎟ ⎟ ⎝ ⎠ H 式中LP为初级的电感量 单位为
于0.3 结构。 AP 的单位是平方厘米 计算出来AP我们可以找到合适的磁芯，然后可以找到磁芯的 横截面积Ae Ippk 为初级峰值电流 单位A △ B为磁感应强度变化量 一般情况下△ B取值小 450 为电流密度 单位A/平方厘米 Ko 窗口利用率一般取 0.2-0.4，具体要看绕线的
确定QR的主要参数
� 输入电压范围：最低输入电压Vacmin，最高输入电压Vacmax； � � � � �
�
一般为低输入85～135VAC，高输入176 ～265VAC，全电压输入85 ～ 265VAC ； 输入频率：fac 输入交流频率，50Hz或60Hz； 输出电压：Vout； 输出电流：Iout； 整机效率： η 一般取80%； 最低开关频率：fsw 对于反激准谐振这个频率是变化，在设计时应该以最低输入电压， 最大输入功率时的最小频率来确定其它参数。一般从两个方面来考虑，一方面 为了减小变压器体积，得适当加大频率；另一方面为了降低开关损耗和 EMI， 还得适当减小频率；一般折中考虑后通常会取25KHz～100KHz； 最大输入功率：Pin Pin =（Vout × Iout） ÷ η
确定RCD吸收参数
上边已经确定过了钳位电压Vclamp、反射电压VRO、 初级峰值电流Ippk。 下边确定下漏感Lik，这个可以通过实际测试变压器 来得到，测试方法为把所有的次级绕组两端短路，然 后用电桥测试初级两端的电感量便可得到该值。但一 般再变压器没有设计出来就先需要确定该值，我们一 般取漏感为初级感量的1% ～5%。 以上各值都确定出来了，那么嵌位电阻R的值根据 R=
确定初级电感量
� 由上节得出TON的值，那么Dmax=TON÷T � 初级峰值电流
Ippk=（Pin ×2）÷（Dmax ×Vbusmin） 式中Ippk为初级峰值电流；单位A Pin为输入最大功率；单位W Dmax为最大占空比； Vbusmin为最低直流输入电压。 单位V � 初级电感量LP= (Vbusmin ×TON) ÷Ippk
图八 整流桥整流后的波形
确定反射电压
设计QR时，为了在尽可能大的范围内实现 零电压导通，反射电压 VRO尽量取得大一些。 由图十可以看出 VDS=Vbusmax+Vclamp+ 杂散电感的影响 电压+开关管的电压余量 式中 VDS为MOS管的额定电压 Vbusmax 为最大直流输入电压 Vclamp 为电容的吸收电路的 图十 VDS波形解析 嵌位电压， 当Vclamp=1.4 VRO 时，吸收电路损耗最 小 杂散电感的影响电压一般取 10～20V 为了保证开关管的安全，开关管的电压余 量一般取10% ～ 20%的VDS 把上式整理得 VRO=[(80% ～ 90%)VDS-Vbusmax-(10 ～ 20)] ÷1.4
确定变压器初次级的匝数
� 上边我们通过AP法找出合适的磁芯，得到磁芯的横截面积 Ae � 初级的匝数NP=（LP ×Ippk ） ÷（ △B ×Ae）
式中LP为初级电感量; 单位uH Ippk为初级峰值电流; 单位A △B 为磁感应强度变化量; 单位T Ae磁芯的横截面积.单位mm2 � 次级的匝数NS=（Vout+Vf）×NP ÷VRO 式中Vout为输出电压;单位V Vf为整流管管压降，一般取0.5 ～1V;单位V VRO为反射电压. 单位V
图四 CCM模式VDS电压波形
图五 CCM模式的电流波形
反激式开关电源的QR工作模式
QR模式也叫反激准谐振模式，其实是DCM的一种， 是指当磁芯能量完全完全释放完毕后，变压器的初 级电感和MOS的结电容进行谐振，MOS结电容放电 到最低值时，初级的开关管导通。 此模式是集DCM的优点及大部分缺点于一起，只是 把其中的一项缺点做了优化从而变成了优点。就是 加了谷底检测功能，改善MOS的开通损耗，从而改 图六 QR模式VDS电压波形（重载） 善效率。 图六和图七是一个QR的波形，从波形中看出开关管 每次都是在振荡电压的谷底导通。就可以实现零电 压导通（或是低电压导通），这必将减少开关损 耗，降低EMI噪声。那么怎么实现的谷底导通呢， 这个只需要磁通复位检测功能（通常是用辅助绕组 来实现），然后通过IC的一系列动作保证每次在振 荡电压到达最低点时打开开关管。以上好处带来的 后果是频率是变化的，从而影响了其它参数的确定。 下边我们将具体的介绍QR反激变换器的设计方法。 图七 QR模式VDS波形（轻载）
UCC28610的主要特性
� 级联式控制可实现集成电流控制，从而省去外部的检流电 � � � � � � � �
阻。 快速启动，低待机损耗。 通过调制频率及峰值电流来实现整个工作范围内的最优效 率。 空载时跳周期工作（GM）改善空载效率。 先进的过流保护技术。 过热关断 过载保护时可以重新启动或锁死关断 可编程无光耦过压保护 快速闭锁故障恢复
反激准谐振的开关电源 设计
基于UCC28610 电源网论坛 老梁头
反激式开关电源工作原理
K通时�由于变压器 当开关 导 同名端�次级二极管反向截 止�变压器初级电感储存能 量� 当开关 关 K断�次级二极管正 向导通�变压器初级储存的 能量释放�给电容 充 C电和向 负载提供能量�
图一 反激开关电源原理图
反激式开关电源的DCM工作模式
DCM模式也叫完全能量转换模式，也就是常说的 非连续模式，就是指磁芯中的能量完全释放（图 三中Ip波形），次级整流二极管过零之后（图三 中Is波形），初级开关管导通。 此模式的优点是次级整流管没有反向恢复问题， 环路容易稳定。但由于其磁芯能量完全释放，所 以初级的电感电流降为零，此时导通的峰值电流 比较大，电流有效值比较大，铜损和MOS的导通 损耗比较大。 还有一个缺点由图可见当绕组中的能量完全释放 完毕后，在开关管的漏极出现正弦波震荡电压， 此震荡是由于MOS的结电容和原边电感引起的。 而对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定 的，因此开关管再次开通，有可能出现在震荡电 压的任何位置（包括顶峰和谷底），为开关管带 来开通损耗！
由上图可见一个完整的周T=TON+TOFF+TW 其中TON为MOS导通时间，TOFF为变压 器去 磁时间，TW为震荡时间； 那么根据伏秒法则 Vbusmin ×TON=VRO ×TOFF， TOFF=T－TON －TW将两式化简得 TON=[VRO ×（T-TW）] ÷(Vbusmin ＋ VRO) 式中 T为最小开关周期;Vbusmin为最低直流 输入电压;VRO为反射电压。
确定变压器的气隙
� 上边得出原边匝数NP，原边电感量 LP，磁芯的横截面积
Ae那么就可以得出变压器的气隙长度
2 µo × NP lg= × Ae LP
位H/m
式中Lg为气隙长度；单位m μo为真空磁导率，为4∏×107；单 NP为原边的匝数； Ae为磁芯的横截面积；单位m2 LP为原边的电感量；单位H
Doff 3
Isrms J
Dmax最最低输入电压时的最大占空比 TOFF为变压器去磁时间 TOFF=T－TON －TW Doff= TOFF/T J为电流密度，一般取4-6A/mm2。在次级圈数比较小的情况下，可 以取到10A/mm2。再变压器窗口富裕的情况尽量取小点，可以有效降低铜损。Hz交流电压经过全波整流后变成脉动的直流电 压，再通过输入滤波电容得到直流高压。在理想情 况下，整流桥的导通范围应为0°～180 °，但由于 滤波电容的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短 时间内，才有电流经过整流桥对C充电，导通范围约 为30°～90 °。这里引入一个符号Dch为电容充电 占空比。Dch ≈0.33。 Pin × (1 − Dch) 2 2 Vac min − 那么最低直流输入电压Vbusmin = CBUS × fac Vacmax 最高直流输入电压Vbusmax = 2 式中CBUS为输入电容容量 母线电解电容CBUS选择方法 AC输入电压（V） 低电压（85～135） 图九电容充电占空比波形 高压电（176～265） 全电压（85～265） CBUS选择（uF/W) 2 1 2～3
确定输出电容
� 电容耐压的选择，一般选 Vcout=1.25 ×Vout � 电容容量的选择，确定输出电压纹波，一般为输出电压的 1%，即
△V=1%Vout；
2 ( ) Ispk − Iout × Doff Cout=
2 × ∆V × Ispk × fsw
式中 Ispk为次级峰值电流 Iout 为输出电流 Doff 变压器去磁占空比 fsw 为开关频率 计算电容的等效串联电阻（ ESR） ESR=△V÷（Ispk－Iout）
� 输出二极管的反向耐压Vdrev=Vbusmax×N+Vout考
虑到尖峰的影响，一般选取整流二极管的反向耐压为 1.25倍的Vdrev，因此二极管的 Vrrm=1.25×（Vbusmax×N+Vout） 式中N为次级与初级的匝比 NS/NP � 上边已经算出次级的电流有效值 Isrms，考虑到降额 使用，一般选取输出二极管的正向电流为 2 ～3倍的 Isrms，因此二极管的最小正向电流 IF= （2 ～3） × Isrms