电磁干扰噪声诊断技术

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•图3-3 Paul 分离网络
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• ②此后新加坡的See又设计出另一种识别网络，既可以同时提供具有 CM /DM 抑制能力的信号分离电路，同时在电路中也避免了采用机械 开关所带来的不利影响。See分离网络如图3-4所示，两个宽带射频变 压器相连且副边线圈带中心抽头，两个输出端与EMI干扰接收机输入 端相连，分别满足“相线”和“中线”上的混合模态信号的矢量“相 加”、“相减”功能，于是共模和差模传导发射信号彼此分离并可以 直接在EMI接收机上测量得到。此处用两个变比为2:1，且二次线圈有 中间抽头的变压器来实现这种加减功能，它不需使用机械开关。为了 使该网络的输入阻抗Rin与LISN网络50Ω的阻抗相匹配，Rin应当为 50Ω，所以R1与R2的值应当分别为100Ω。
• 实验装置方案2如图3-9所示
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•图3-9 实验装置方案2示意图
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• 在低频段，我们使用SP1641B型函数信号发生器，它的频率范围为 1—3MHz；在高频段，我们使用SG-4162AD,它的频率范围为 100KHz—150MHz。在网络性能测试中所需的频率范围为10KHz— 30MHz。0/180度splitter用以取得所需的共模或差模输入信号，虚拟 仪器DSO-2902具有双通道数据采集功能，可用于采集、测试、分析 和输出测量数据，以代替频谱分析仪及TG扫频源，该方案大幅降低 了测试成本，但测量精度有所下降。
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• 2、基于算法的模态软分离方法 • 另一方面与硬分离技术相比，借助数值计算功能来实现模态信号软分
离的技术近来亦有报道。台湾的Lo提出将通过单模态硬件分离网络输 出的CM或DM信号再输入到计算机中，然后根据LISN检测到的实际 线上干扰信号和前置单模分离网络得到的单模信号通过组合计算，最 终得到另一个模态干扰信号，系统结构如图3-7所示。 • 虽然该方法实现了软分离，但事实上由于算法中需要事先知道其中一 个单模信号作为输入量，因此仍需要使用单模硬件分离网络做支撑 (如图3-7)，所以这只能称为半模态软分离技术(semi software-based mode separation network)而并非完整的软分离方法。此外由于存在 检测相位不确定因素，因此还有一定的计算误差。但总体上该方法已 经使干扰信号分离功能得到加强，并使后续的传导性EMI智能化处理 成为可能。
• 线性阻抗稳定网络LISN（line impedance stabilization network）是用 来测量电子器件产生的传导性电磁干扰的标准网络，该网络可以有效 屏蔽来自外部电网的高频干扰或阻止负载产生的高频干扰通过电源插 座传入外部电网，同时又不影响负载正常工作下所提供的工频电流 （power line frequency, 如国内50Hz电流），所以理论上可以有效获 得噪声源产生的传导干扰信号。
当输入电压V1和输出电压V2同为共模电压时，S21为共模差损；当输 入电压V1和输出电压V2同为差模电压时，S21为差模差损。 • CMRR/DMRR：当V2与V1为不同模态的电压时，S21的值就为抑制 比。当V1为共模电压，V2为差模电压时，S21为共模抑制比；当V1 为差模电压，V2为共模电压时，S21为差模抑制比。
• 如图所示，VCM=(VL+VN)/4 ，VDM=(VL-VN)/4 ；与上面所讲的 VCM=(VL+VN)/2，VDM=(VL-VN)/2 差了0.5倍。但是考虑到20lg0.5 很小，这个影响可以忽略。
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•图3-4 Se文档演模板
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•L
•G
•LISN
•N
•CM
•DM
•Equipment under test
•CM
•Noise separator
•Spectrum
•PC
analyser
•Equipment under test——待测试设备 Noise separator——噪声分离器 •Spectrum analyzer——频谱分析仪 PC——电脑终端
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• 在图3-2中，噪声源即或被测设备EUT为一个典型单相开关电源 （SMPS），LISN中的50表示测试仪器如频谱分析仪的标准阻抗，所 有噪声分量由50电阻上得到。另外“”L”、 “N”、 “E”分别表示相 线、中线和地线，I CM 和 I DM 则表示共模电流和差模电流，可见共 模电流是由“线”对“地”产生的共模电位引起，其幅值相同且方向
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• （一）差模抑制比（DMRR） • 将差模DM信号作为输入信号，测量网络输出端的共模信号CM。理想
情况下这种抑制比应当是无穷大。当然，测量结果通常因为噪声而呈 现出不是理想的结果。
• （二）共模抑制比（CMRR） • 将共模信号作为输入信号CM，测量网络输出端的差模信号DM。理想
• 由公式：
• VCM =(VPhase+VNeutral)
(3-5)
• VDM =(VPhase-VNeutral)
(3-6)
• 可见，无论分离网络以何种硬件形式实现，其原理均为实现火线和相 线上噪声电压的相加和相减功能。
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•图3-6 Guo 分离网络
• ③更进一步，法国Mardiguaian给出了一种更简单的分离网络如图3-5 所示，仅使用一个变比为2:1的带中间抽头的变压器就实现了加减的 功能。
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•图3-5 Mardiguian 分离网络
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• ④与变压器方案不同的是，其后美国Guo又提出了采用0度/180度 combiner取代变压器作分离网络如图3-6所示，分别用0度和180度的 combiner实现CM和DM的模态分离和输出。功率混合器(power combiner)在物理结构上同功率分相器(power splitter)一样但逆向使用， 功率分相器通常作为射频器件，可以将输入信号分解成两个幅度相等、 相位确定的信号输出，当反向使用时就变成了一个功率混合器。虽然 功率混合器在制造过程中类似一个宽带变压器，但其可以在10K-30 MHz范围内维持更高的精度。此外，功率混合器还可以在测量中提供 恰当的输入阻抗以实现阻抗匹配，减小反射损耗。尽管采用功率混合 器可以使干扰模态信号的分离性能得到很大改善，尤其在高频条件下 更是如此，但其制造成本却增加不少，功率混合器通常价格昂贵，所 以影响其推广使用。
相同；而差模电流是由“线”与“线”之间的电位差引起，其幅值相 同但方向相反。
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•图3-2 用于传导性电磁干扰测量设备LISN原理
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• 二、传导性电磁干扰（EMI）噪声的模态分离方法分类
• 1、基于器件的模态硬分离方法
• 传导性EMI噪声模态信号的硬分离方法目前主要采用射频变压器和0 度或180度combiner两种方法。
情况下这种抑制比应当是负无穷大。
• （三）共模插入损耗（CMIL） • 将共模信号作为输入信号CM，测量网络输出端的共模信号CM。理想
情况下这种抑制比应当是0。 • （四）差模插入损耗（DMIL） • 将差模信号DM作为输入信号，测量网络输出端的差模信号DM。理想
情况下这种抑制比应当是0。 • 这里的目的是通过这四种分离网络的建立，并进行测试，找到一种性
• 为了对分离网络的特性进行研究，在这里定义一些参数，分别是共模 插损（CMIL）、差模插损（DMIL）、共模抑制比（CMRR）和差模 抑制比（DMRR）。（insertion loss, 简称IL；rejection ration，简称 RR）
• 定义函数： S21 = 20log ( V2 / V1 ) (dB) • CMIL/DMIL：当V2与V1为同一模态的电压时，S21的值就为插入损耗。
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2020/11/28
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3．1 传导性电磁干扰噪声诊断技术
• CM与DM噪声定义： • 电源线电磁干扰分为两类，共模干扰信号与差模干扰信号(如图3-1所
示)。其中把相线(L)与地(E)、中线（N)与地(E)间存在的干扰信号称之 为共模(Common Mode)干扰信号，即图3-1中的电压UNE和ULE 。对 L,N线而言，共模干扰信号可视为在L线和N线上传输的电位相等，相 位相同的噪音信号。把L与N之间存在的干扰信号称作差模 (Differential Mode)干扰信号，即图3-1中的电压ULN，也可把它视为 在L和N线上有180o相位差的共模干扰信号。对任何电源系统内的传 导干扰信号，都可用共模和差模干扰信号来表示。并且可把L-E和N-E 上的共模干扰信号，L-N上的差模干扰信号看作独立的干扰源，把LE,N-E和L-N看作独立网络端口，以便分析和处理干扰信号和有关的滤 波网络。
• （1）测试线路：
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•图3-10 电缆长为1m时0度splitter 5号端差损测试线路
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• （3）性能特性曲线：
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•图3-11 电缆长为1m时0度splitter 5号端差损特性曲线
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• （4）结果分析：
• 由测量数据和性能曲线可以看出：在f=10MHz以上时， 0度splitter5 号端插入损耗特性由2.7661逐渐减小，但是在f在15-21MHz之间插损 为正值，最大值可达8.5655dB（f=18M），20M后又开始衰减，在 24M以后，插损为负值，最大值可达-9.4067。可以看出，0度 splitter5号端插入损耗特性很差，出现了正值的情况，而且插损值非 常大，与技术要求距离非常远。如进行平衡度实验，此时随频率的增 大有移相现象出现，最后可移相至反相。