H桥可逆直流调速系统设计与实验1

CDIO项目报告书

项目名称：H桥可逆直流调速系统设计与实验

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在电力拖动系统中，调节电压的直流调速系统是应用最为广泛的一种调速方法，除了利用晶闸管获得可控的直流电源外，还可以利用其他可控的电力电子器件，采用脉冲调制的方法，直接将恒定的直流电压调制为极性可变、大小可调的直流电压，用以实现直流电机电枢电压的平滑调节，构成脉宽直流调速系统。

本报告采用了PWM脉宽调制的方法，完成了H桥可逆带转速负反馈的单闭环直流调速系统的设计及实验。介绍了作为PWM控制器脉冲控制芯片的SG3525和驱动芯片IR2110的引脚功能与工作原理，转速调节器的选择以及参数的优化设计。本文重点介绍了H桥可逆直流调速系统的总体结构、设计原理及参数优化设计方法，提供了通过matlab仿真进行实验效果预分析和校正处理，得到较为理想结果后进行实际操作和调试的实验思路。

关键词：PWM脉宽调制单闭环直流调速SG3525 matlab仿真

1.项目研究报告的目的：

本项目研究目的在于通过对H桥可逆直流调速系统的设计与调试，加深学生对电力电子拖动相关原理的认识和理解，提高学生的团结协作能力，锻炼学生的动手操作能力。2．项目研究报告的范围：

(1) H桥可逆直流调速系统的基本原理；

(2) 转速器的选型以及参数的优化设计；

(3) ＰＷＭ调速系统的的基本原理；

(4) SG3525芯片的介绍以及脉冲产生原理及控制接线；

(5) IR2110的脉冲功率放大原理及控制接线。

(6) 相关电路设计：控制电路设计；主电路设计；保护电路设计；供电电源设计；操作系

统设计。

3.该领域所做工作和研究概况

对H桥电路工作的了解，对电路板及元件进行了解和认识。对单闭环原理进行了解和运用。学习并自行设计各个环节的参数以及需要的电阻电容的大小。

4.研究报告的意图和实验预期结果

设计成单闭环直流调速调节系统，以动态和静态性能设计好各个环节所用器件的具体参数。做出仿真，由于时间急迫性。可以先做出开环实验和单闭环。完成电机的启动和调速。

5.项目组分工：

主电路控制电路设计：

参数的计算：

计算机仿真：

焊接、调试：

实验报告：

摘要 (2)

前言 (3)

第一章调速控制系统设计 (5)

１、动静态性能指标规划 (5)

1.1 直流调速系统稳态分析 (5)

1.2 基于稳态性能指标闭环直流调速系统设计 (6)

1.3 直流调速系统动态性能分析 (8)

1.4 基于动态性能指标及系统动态稳定性反馈控制闭环直流调速系统设计 (10)

2、控制系统动、静态数学模型的建立 (11)

2.1 双极性控制的桥式可逆PWM变换器的工作原理 (11)

2.2 SG3525芯片工作原理 (13)

2.3 控制电路具体设计 (16)

3、调速系统总体结构设计 (16)

4、调节器选型及参数优化设计 (16)

4.1 方案一参数设计 (16)

4.2 方案二参数设计 (19)

第二章电源及操作系统设计 (19)

第三章计算机仿真 (19)

1、方案一matlab 仿真 (20)

2、方案二matlab仿真 (21)

第四章总结 (22)

参考文献 (23)

第一章 调速控制系统设计

１、动静态性能指标规划

1.1 直流调速系统稳态性能分析

直流电动机具有良好的起、制动性能，可在大范围内平滑调速。广泛应用于需要调速和快速正反向变化的电力拖动领域中。

直流电动机的转速和其它参量之间的稳态关系可用（1—1）式表示

Φ-=

e K IR U n （1—1）

式中 U ——电枢供电电压；

e K ——由电机结构决定的电动势常数；

R ——电枢回路总电阻； n ——电动机转速；

I ——电枢电流；

调节电动机的转速可以有三种方法：（1）调节电枢的供电电压U 来调节转速；改变电枢回路电阻R 或减弱电机励磁磁通Φ调节。在自动控制的直流调速系统往往以改变电压调速为主。

静态调速指标要求电力传动自动控制系统能在最高转速和最低转速范围内调节转速，并且要求在不同转速下工作时，速度稳定；动态调速指标要求系统启动、制动快而平稳，并且具有良好的抗扰动能力。抗扰动性是指系统稳定在某一转速上运行时，应尽量不受负载变化以及电源电压波动等因素的影响。 静态性能指标 1.调速范围

电动机在额定负载运行时，系统限定的最高转速max n 与最低转速min n 之比叫做调速范

围，用D 来表示

min

max

n n D =

（1—2）

2.静差率

系统在一转速下运转的时候，当负载由空载增加到额定值的时候对应的转速降落ed

n ?和理想空载转速

0n 的比值，称作为静差率s ，表示为

%100%1000

00?-=??=

n n n n n s ed

ed （1—3）

显而易见，静差率它是用来衡量调速系统在负载发生变化的时候其转速的稳定度。同样情况下当机械特性硬度变大，ed n ?就会变小，从而静差率也就变小，最终转速的稳定度就

提高了。

事实上，调速范围和静差率这两项指标并不是彼此孤立的，必须同时提才有意义。一个调速系统的调速范围，是指在最低速时还能满足所提静差率要求的转速可调范围。脱离了对静差率的要求。任何调速系统都可以得到极高的调速范围；反过来，脱离了调速范围，要满足给定的静差率也就容易得多了。

1.2 基于稳态性能指标闭环直流调速系统设计

调速原理

根据自动控制原理，反馈控制闭环系统是按被调量的偏差进行控制的系统，只要被调量出现偏差，它就会自动产生纠正偏差的作用。

调速系统的转速降落正是由负载引起的转速偏差，显然，引入转速闭环将使调速系统能减少转速降落。

转速负反馈直流调速系统结构框图

在有反馈的闭环直流调速系统里，安装测速发电机 TG 与电动机同轴运转，这时可以引

出负反馈电压n U ，它被调量转速成正比。n U 和给定电压*

n U 比较后，就得出转速偏差电压

ΔUn ，在经过放大器 A 的放大作用，最总控制电力电子变换器UPE 的电压c U 得以产生，

用它来控制电动机转速n 。

转速闭环直流调速系统稳态结构框图

闭环系统静特性和开环机械特性的关系

由图看来，闭环系统能够减少稳态速降的实质在于它的自动调节作用，在于它能随着负载的变化而相应地改变电枢电压，以补偿电枢回路电阻压降。 带有比例放大器的反馈控制闭环调速系统是有静差系统，而积分控制可以使系统在无静差的条件下恒速运行，实现无静差调速。根据设计要求，要求稳态无静差，则要求调节器带有积分环节。

1.3 直流调速系统动态性能分析

动态性能指标是实际生产对控制系统的动态性能有一定的要求，经过折算和量化表示出

来的。其动态性能指标包括了其对给定的跟随性能指标和其对扰动输入的抗扰性能指标。 1.跟随性能指标

在给定信号R(t)的作用下，系统输出量C(t)的变化规律可以通过跟随性能指标来描述。当给定信号不同时，输出的响应也就不一样。通常情况下输出量的初始值为零的时候，在给定信号阶跃变化的情况下的过渡过程来作为典型的跟随过程，这时候的动态响应又我们又叫做阶跃响应。在一般的情况下我们希望阶跃响应中的输出量c(t)和其稳态值∞c 的尽可能的小，而达到∞c 的时间尽可能的快。通常用用来作为阶跃响应的跟随性能的指标有：上升时间r t ，超调量%σ和调节时间s t 三个量。下面分别介绍：

1）.上升时间r t

在典型的阶跃响应跟随的过程中，输出量从零开始起第一次上升到稳态值∞c 是所用的时间我们称之为上升时间，它可以表示系统动态响应的快速性，见图1—2。

图1—2 输出量与时间关系

2）.超调量%σ

在典型的阶跃响应跟随系统中，系统输出量超出了稳态值的最大偏离量在与稳态值的比值，叫做超调量：

%100%max ?-=

∞

∞

c c c σ

%σ反映了系统的相对稳定性。系统的超调量越小，则表示系统的相对稳定性越好，即就

是系统的动态响应比较平稳。 3）.调节时间

s t

调节时间是衡量系统的整个调节过程快慢的物理量。从原则上讲它是从给定量阶跃变化起到输出量完全稳定下来时的时间。但对于线性的控制系统而言，原则上要等到∞=t 才是真正的稳定下来了，可是在实际的系统中由于存在一些非线性的因素致使其不用这样。通常，我们一般在响应曲线的稳态值附近，取()

%2%5±±或的范围作为允许的误差带并认为响应曲线达到了并且再也不超出次范围的时候所需要的最短的时间定义为调节时间，如图1—2。

2.抗扰性能指标

抗扰过程是在系统的稳定运行中，突然加上负载阶跃扰动后输出的动态相应过程，并根据这个指标来定义抗扰动态的性能指标，见图1—3。同常我们用到的抗扰性能指标分为动态降落

%max c ?和恢复时间f t ：

1）.动态降落

%max c ?

动态降落：在系统稳定运行时，突然给其加一定的扰动而后引起的转速的最大降落值

%max c ?。用输出量原稳态值1∞c 的百分数来表示。输出量在动态降落后慢慢的恢复最后达

到新的稳态值()212,∞∞∞-c c c 是该系统在此次扰动下的稳态降落。 2）.恢复时间

f

t

系统从阶跃扰动的作用开始计时直到系统的输出量基本上恢复到稳态时，即距离新的稳态值2∞c 的差进入了某一基准量b

c 的()

%2%5±±或范时总共花费的时间，我们定义其

为恢复时间f

t ，其中

b

c 叫做抗扰指标中输出量的基准值。

在实际系统中由于对于各种动态指标的要求不同工程各有不同，所以通常要根据生产机械的具体要求而设定。不过一般来说，调速系统的动态指标以抗扰性能为主[7]。

1.4 基于动态性能指标及系统动态稳定性反馈控制闭环直流调速系统设计

反馈控制系统对被反馈环包围的前向通道上的扰动都有抑制功能。

扰动——除给定信号外，作用在控制系统各环节上的一切会引起输出量变化的因素都叫做“扰动作用”。 这里调速系统的扰动源有以下几种：

（1）负载变化的扰动（使

d I 变化）；（2）交流电源电压波动的扰动（使s K 变化）；

（3）电动机励磁的变化的扰动（造成

e C 变化 ）

；（4）放大器输出电压漂移的扰动（使

p

K 变化）；（5）温升引起主电路电阻增大的扰动（使R 变化）；（6）检测误差的扰动（使

变化）。

闭环调速系统的给定作用和扰动作用

在设计闭环调速系统，常常会遇到动态稳定性和稳态性能指标发生矛盾的情况，这是可以设计动态校正环节，来同时满足动态稳定性和稳态性能指标。由静态设计要求得，调节器要包含积分环节，所以可以选择比例积分调节器或者比例积分微分调节器。本设计中选择了后者，原因在后面的内容中加以详述。

2、控制系统动、静态数学模型的建立

2.1 双极性控制的桥式可逆PWM变换器的工作原理

PWM系统在许许多多的方面都有很大的优点例如：

(1) PWM系统的主电路线路简单，需用的功率器件少；

(2)由于其功率开关器件工作在开关状态，以致其导通损耗小，而开关频率适当时，开关损耗也不是很大，从而装置效率较高；

(3)系统的开关频率高，因此其电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都比较小；

(4)直流电源采用不控整流时，电网效率因数比相控整流器高。

(5)低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1：10000左右；

(4)若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强；

桥式可逆PWM变换器

桥式（亦称H型）电路如图所示。

桥式可逆PWM变换器

双极式控制可逆PWM变换器的4个驱动电压波形如下图所示。

双极式控制可逆PWM 变换器的驱动电压、输出电压和电流波形

它们之间的关系是：Ug1=Ug4=-Ug2=-Ug3。当变换器在一个开关周期内时，在0≤t

直都为正；

2d I 是轻载时候的电流，可是其电流在正负方向之间变化，但平均值却是正值，

就等于其负载电流。由图分析可见电动机的正反转就表现在其驱动电压的正脉冲和负脉冲的宽度上面。如果正脉冲比负的宽时，即ton>T/2,则Uab 的平均值就为正，电动机就正转，反之，则反转；当正、负脉冲相等是，即t=T/2,平均输出电压就为零，这时电动机就停止。 双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为：

s on s on s on d U )1T t

2(U T t T U T t U -=--=

（1—5）

双极式控制的桥式可逆PWM 变换器有很多优点，列举如下几点：（1）电流一定是连续的；（2）当电动机停止时会有微振电流，这样能消除静摩擦死区；（3）在四个象限中电动机均可运行；（4）即使在低速的时候，每个开关器件仍有骄狂的的驱动脉冲，这样就有

利于使器件可靠的导通（5）低速时平稳性好，并且系统调速范围能够达到1：20000附近；

但是双极式控制方式也不是十全十美的：例如在工作中，4个开关器件很可能均处在开关的状态，这时开关损耗就会大，因此在切换的时候就或许发生上、下桥臂直通的现象，所以防止直通的方法是在上、下桥臂的驱动脉冲之间应设置逻辑延时。或者是用单极式来控制，这样就使一部分器件总是处在常通或着常断的状态，从而来减少开关的次数和开关的损耗，进而提高可靠性，但是这时系统的静、动态性能可能会略有下降。

2.2 SG3525芯片工作原理

随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司(Silicon General)推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级。下面我们对SG3525特点、引脚功能、工作原理以及典型应用进行介绍。

SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。

SG3525内置了5.1V精密基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电阻。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。

SG3525的软启动接入端(引脚8)上通常接一个软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM 比较器输出高电平。此时，PWM锁存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，因

此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。

图3-2 SG3525内部结构图

外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shut down(引脚10)上的信号为高电平时，PWM锁存器将立即动作，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shut down引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。

欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM锁存器才被复位。

SG3525采用恒频脉宽调制控制方案,适合于各种开关电源,斩波器的控制。其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等,并含有欠压锁定电路,闭锁控制电路和软起动电路。采用集成芯片产生PWM 信号进行控制具有线路较为简单，易于控制，无需编程等特点，是目前PWM常用的方法。美国硅通公司的SG3525是性能优良，功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。脉宽调制信号由SG3525产生。如图3-2所示：主要由以下部分组成：

(1) 基准电压调整器。基准电压调整器输出电压为5.1 V，且有短路保护。它供给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。

(2) 振荡器。振荡器的振荡回路由电阻和电容元件构成，改变充电电容的大小即可改变锯齿波的频率，即振荡器的振荡频率。此电路中，RS放电电阻较小，所以形成的锯齿波波形后沿较陡。

(3) 误差放大器及补偿输入误差放大器是差动输入的放大器，本电路在补偿端9引入幅值可调的ACR的输出信号。

(4) 锁存器。锁存器接收比较器的输出信号，它有关闭电路和振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一个周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由于PWM锁存器将比较器来的置位信号锁存，消除了系统所有的跳动和振荡信号。只有在下一个时钟周期才能重新复位.有利于提高可靠性，经过锁存器的输出为PWM。

(5) 输出11, 12及14端连结在一起，由13端输出信号，这样就保证了13端的输出与锁存器的输出一致。

振荡器产生近似的锯齿波，锯齿波的频率由和振荡器相连接的外接的电阻电容决定，同时对应于锯齿波的下降沿产生一时钟脉冲CP；在时钟脉冲CP的作用下，分相器（T触发器）的两输出端产生两相位相反的方波信号，其频率是锯齿波频率的一半；误差放大器是差动输入放大器，同相输入端端2接给定电压，闭环控制制时反向输入端1接反馈电压，端9和端1之间接入适当的反馈网络构成调节器可满足系统动静特性的要求；外加于端9的信号和误差放大器的输出叠加于比较器的一反向输入端，比较器的同相输入端加振荡器产生的锯波信号，这样比较器的输出端产生PWM 信号，改变外加于端9 的信号或来自于端2的反馈信号或端1的给定信号均可改变PWM 信号的占空比；内部PWM 锁存器可以使关闭更可靠；两个输出级结构是一样的，门电路输出上侧为或非门，下侧为或门，门电路的输入A端，C端和D端所加的信号是一样的，分别是欠压锁定输出，时钟脉冲CP 和来自锁存器的PWM信号，分相器的两输出端分别加到两输出级的门电路B 端，由于分相器输出两相位相反的方波。因此芯片两对外输出端输出的是两波形一样而相位相差180°的PWM信号，而且频率是比较器产生的PWM信号的一半。此外，集成电路SG3525还有欠压锁定电路、闭锁控制电路和软起动电路

2.3 控制电路具体设计 控制电路设计图如下

工

3、 调速系统总体结构设计

本研究报告采用双极性PWM 控制的单闭环转速负反馈桥式可逆直流调速系统。控制部分由芯片SG3525起主要作用，调速系统设计有两种方案。方案一采用工程设计法将系统设计为典型Ⅰ型系统，使调速系统有良好的跟随性能。此方案较符合实际实验操作。方案二是采用工程设计法将系统设计为典型Ⅱ型系统，此系统具有更好的抗扰性能。报告将在下面仿真结果中进行比较。

4、 调节器选型及参数优化设计

无论是方案一还是方案二，均采用PID 调节器。主要有以下几点原因：（1）根据算得参数的大小关系，选择PID 调节器更有利于设计需要（２）PID 调节器中包含积分环节，可以实现无静差调速，同时可以保证系统动态稳定性（３）PID 调节器中的微分环节可以起到抑制超调的作用。

方案一：采用PID 调节器将系统设计为Ⅰ型系统 W

ASR

=

s

s s T

T T )

1)(1(21++

参数如下：

测速反馈环节放大系数α：电机的额定转速为1450min r ，给定电压为15V ，故可求得

r V n

U N

min 1450

10

*

?=

=

α 电力电子变换器放大倍数：控制电压的调节范围为0~3.3V ，电力电子变换器输出电压范围为0~54V ，故可求得

36.163

.354

==

K

S

电动势系数：

r V r V n

R I U

C

N

a

N N

e

min 034.0min 1450

5

.124.354?=??-=

-=

电力电子变换器失控时间常数：选用的器件开关频率为10HZ ，故T

s

取0.00001s

转速滤波时间常数

s T

on

01.0=

电磁时间常数：T l =R L =s s 0005.04

1023

=?-

机电时间常数：T m =

s s C gJR C C R

GD e m

e 029.030034.03754

76.081.9430375437522

2=?

????==π

π 额定励磁下的直流电机分母的二次项可以分解为：

(

)

()()10006.010284.01029.01045.11252

++=++?=++-s s s s s T s

T T m l

m

将时间常数为0.0006s 和T

S

两个小惯性环节合并，近似为时间常数为

T ∑

的惯性环

节其中

T ∑

=0.0007s

PID 调节器各时间常数为： s T

T on

01.01

==

0284.02

=T

s

根据设计要求%10≤σ，应取

5.0=∑T K ，得29.714=K

典型Ⅰ型系统开环传递函数等于截止频率，即129.714-==s W K C

电力电子变换器近似为惯性环节的条件

W T c S

>=33.333331

满足近似条件。

小时间常数近似处理条件 W T

c l

>=?29.7140006

.03

1

满足近似条件。

由开环放大系数

C T

K K e

s

α=

可得：

s T

310939.6-?=

综上所述，PID 调节器的传递函数为：

()()()s

s s

s s W ASR 11.1440409.0534.510939.610284.0101.0)

3(++=?++=

-

调节器的电阻电容的计算 取

100=R k Ω，根据

534.50

1=R

R 得

34.551

=R k Ω，取60k Ω

根据

s C

R 11.1441

1

=，得69.01=C μF ，取0.7μF

取

=R 2

10K Ω，根据0409.020

21=?C R

R R s ，得 68.02

=C μF

根据

s T C R on

on 01.041

0==，得

4=C

on

μF

方案二：采用PID 调节器设计为典型Ⅱ型系统

24

.65s

1

1.39s 026.0W P ID 10667.0T 1025T c k 1

h T h 210T h )

1s T (s )

1s (t c k s

T C R 1s T R /11s T k )1s ()1s )(1s (W s 3

l 26

m

e s

2s 23

s 1s 21m

e s

m e l s s 21pid +?+?=?==?=??+?==?=+?+?=

?

+??+???+++=

---控制器的传递函数为

可求得

为典型二型系统τατττααττ

第二章 电源及操作系统设计

实验中供电电源先采用２２０交流电经变压器降压，再将电压经三相全波整流电路，得到脉动直流电压，再经滤波电容，其输出电压加在电动机两端。控制电源由实验室直接提供，也可经降压整流滤波过程获得。

具体进行操作时上电时先上控制电压再加主电路电压，下电时先下主电，再去掉控制电压。此项操作可以通过接触器和继电器完成。

ＳＧ３５２５和ＩＲ２１１０中有一个脉冲封锁的引脚，当电路出现故障有过流时，可将脉冲封锁，即使保护电路。

第三章 计算机仿真

方案一仿真结构图

转速

电流