三绕组去磁正激变换器的 CCM 稳态关系
20170506-反激变换器的三绕组吸收
反激变换器的三绕组吸收普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士三绕组吸收(a): 电路原理图 (b): 包含寄生参数的等效电路图1：三绕组吸收反激变换器和它的等效电路三绕组吸收反激变换器如图1(a)所示。
它用变压器的一个辅助绕组c N （或第三绕组），和辅助二极管D c 先串联，再并到输入两端。
辅助绕组的同名端按图中所接。
当只考虑变压器的原边漏感时，其等效电路如图1(b)所示。
实际应用中，为了箝位变压器原边漏感能量在开关S 断开瞬间所引起的电压尖峰，一般取N c =N p 且和原边双股并绕。
漏感能量在这种吸收中，dsv v tv图2是图1(b)的三绕组吸收反激变换器在N c =N p 时的典型波形。
当开关S 关断时激磁电感有输出电压反射到原边的电压NV o 去磁，漏感则因电流有突变，而在管子S 的D 端和输入V g 的正极之间产生一个高电压，此高电压经N p 和N c 的耦合，使二极管Dc 正偏导通。
一旦二极管Dc 导通， 开关S 的Vds 便被箝位在2V g ，由于漏感的能量很小， 故在其能量放完后，二极管Dc 又变成截止。
所以在反激变换器中， 第三绕组的作用仅为箝位或吸收，时间很短，加上三绕组吸收后， 可使开关上S 上的电压尖峰不会超过2V g 。
在考虑开关S 寄生结电容的实际反激变换器中， 其等效电路和典型的波形分别如图3(a)和3(b)所示。
此时的三绕组吸收电路仅在Vds 的第一个振荡幅度超过V g 时才起作用，其结果是将Vds 的峰值箝位在2V g ；在负载较小时，Vds 的第一个振荡幅度小于V g ，三绕组吸收电路是不起作用的。
图3(b)的波形是负载较大和经过优化后的情况。
如果Vds 的第一个振荡幅度可以超过V g时，说明三绕组吸收电路不起作用，其原因是第三绕组与原边绕组之间的为了取得尽量好的吸收效果，在实际的三绕组吸收反激变换器中，必须保证N c=N p，同时保证第三绕组与原边绕组的双股并绕，不这样做的话，三绕组吸收将不起作用。
开关电源拓扑计算公式
开关电源拓扑计算公式01Buck变换器的功率器件设计公式（1）Buck 变换器的电路图：（2）Buck 变换器的主要稳态规格：（3）功率器件的稳态应力：有源开关S：无源开关D：上述公式是稳态工作时，功率器件上的电压、（电流）应力。
选择功率器件时，其电压耐量可放一个合适的余量（保证最坏情况下的电压峰值不超过此值），电流耐量则得按器件的结温降额要求决定、它与外部散热条件和器件的通态电阻、通态压降、结（电容）、反向恢复、结到壳的热阻等密切相关，是功率器件热设计的内容。
02Boost 变换器的功率器件设计公式（1）Boost 变换器的电路图：（2）Boost 变换器的主要稳态规格：（3）功率器件的稳态应力：有源开关S：无源开关D：上述公式是稳态工作时，功率器件上的电压、电流应力。
选择功率器件时，其电压耐量可放一个合适的余量（保证最坏情况下的电压峰值不超过此值），电流耐量则得按器件的结温降额要求决定、它与外部散热条件和器件的通态电阻、通态压降、结电容、反向恢复、结到壳的热阻等密切相关，是功率器件热设计的内容。
03Buckboost 变换器设计公式（1）Buckboost 变换器的电路图：（2）Buckboost 变换器的主要稳态规格：（3）功率器件的稳态应力：有源开关S：无源开关D：上述公式是稳态工作时，功率器件上的电压、电流应力。
选择功率器件时，其电压耐量可放一个合适的余量（保证最坏情况下的电压峰值不超过此值），电流耐量则得按器件的结温降额要求决定、它与外部散热条件和器件的通态电阻、通态压降、结电容、反向恢复、结到壳的热阻等密切相关，是功率器件热设计的内容。
04三绕组去磁正激变换器的功率器件设计公式（1）三绕组去磁正激变换器的电路图：（2）三绕组去磁正激变换器的主要稳态规格：（3）功率器件的稳态应力：有源开关S：无源开关D1，D2：上述公式是稳态工作时，功率器件上的电压、电流应力。
选择功率器件时，其电压耐量可放一个合适的余量（保证最坏情况下的电压峰值不超过此值），电流耐量则得按器件的结温降额要求决定、它与外部散热条件和器件的通态电阻、通态压降、结电容、反向恢复、结到壳的热阻等密切相关，是功率器件热设计的内容。
100W 三绕组复位正激变换器设计
前言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。
相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。
磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。
在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。
由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。
高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。
为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出10Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。
一、设计目的通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：10Vdc/10A二、设计任务1、分析基本三绕组复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形；2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等；3、应protel软件作出线路图，建立硬件电路并调试。
三、总体设计3.1开关电源的发展开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。
前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。
开关电源的核心是电力电子变换器。
按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；逆变器，是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器四种。
20170408-四种去磁正激变换器的比较
2
Ns
D2
Vc Np
Dc
Ns
D2
Vg
Dc
S
S
(c): 三绕组去磁
(d): RCD 去磁
2：变压器电压波形的比较：
Vg Tm/2 DTs Ts Ts
(a) 谐振去磁 (b) 有源去磁
Vg
DTs
Vcp
-Vc1
Vg
Vg
DTs
-Vg Ts
DTs Ts
三绕组去磁 (d) RCD
-Vc1
(c)
去磁
1
3：变压器一个开关周期内 BH 回线的比较：
B
Bsat
B
Bsat
∆B
im = Hl / Np
∆B
im = Hl / Np
vgs
Im 1
Im
Im 2
im
vgs
Im 1
Im = 0
Im 2
im
t
t
t
t
(a)谐振去磁
B
Bsat
(b)有源去磁
B
∆B
Bsat
∆B Br
im = Hl / Np
im = Hl / Np
vgs
im
vgs
Im 1 Im
Im 2
有源去磁
三绕组去 磁
0.6~0.7 左 右效率最 高,可实现 ZVS。 0.48 左右, 效率较低。
最复杂
较不 可靠
简单
最可靠
RCD 去磁
0.6~0.7 左 右,效率最 低。
较简单
较可靠
有关谐振去磁和有源去磁正激变换器的工作原理、详细分析、参数设计、优缺点比较和典型 的应用等等，将会在后面再行介绍。im Nhomakorabeat
20170331-电感电压的伏秒平衡定律与启示
电感电压伏秒的平衡定律与启示
普高（杭州）科技开发有限公式张兴柱博士
一个功率变换器，当输入、负载和控制均为固定值时的工作状态，在开关电源中，被称为稳态。
稳态下，功率变换器中的电感这个能量传递元件，满足一个非常重要的定律，掌握了这个定律，对PWM变换器的稳态分析，就会轻而易举。
这个定律称为电感电压的伏秒平衡定律，表达如下：
电感电压的伏秒平衡定律：对于已工作在稳态的DC-DC功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等于有源开关截止时加在该电感上的反向伏秒。
正激变换器磁设计 -回复
正激变换器磁设计-回复正激变换器磁设计是电力电子领域的重要研究方向之一，其在能源转换和电力供应中起到至关重要的作用。
本文将从基本原理、设计步骤、优化方法和实践案例等方面，逐步回答有关正激变换器磁设计的问题。
首先，我们需要了解正激变换器的基本原理。
正激变换器是通过磁场存储和释放能量来实现电力变换的装置。
它由输入电源、开关管、磁性元件、滤波元件和负载等组成。
其工作过程如下：当开关管导通时，输入电源的能量被储存在磁性元件中；而当开关管关断时，储存在磁性元件中的能量被释放到负载中，完成能量变换。
接下来，我们可以分步来进行正激变换器磁设计。
第一步，确定变换器的输入和输出参数。
输入参数包括输入电压、输入电流和输入频率；输出参数包括输出电压、输出电流和输出功率等。
这些参数是决定磁性元件尺寸和工作条件的基础。
第二步，选择适当的磁性元件。
磁性元件主要包括变压器和电感器。
变压器主要用于电压变换，电感器主要用于电流滤波。
选择合适的磁性元件需要考虑功率损耗、尺寸、效率和成本等因素。
第三步，计算和设计磁性元件的参数。
对于变压器，我们需要计算匝数比、磁路断面积和线圈电流等。
对于电感器，我们需要计算电感值和允许电流等。
这些参数的计算需要应用磁路分析和电磁学等基本原理。
第四步，优化设计。
通过参数的优化设计，我们可以提高正激变换器的效率、减小尺寸和成本等。
常用的优化方法包括改变磁路材料、调整线圈层数和改变磁路形状等。
最后，我们可以通过实践案例来验证磁设计的合理性和可行性。
通过实际制作和测试，我们可以评估设计的性能和特性，优化设计参数，并进行必要的调整和改进。
总结起来，正激变换器磁设计是一个复杂而关键的工作，需要深入理解基本原理、通过计算和分析来选择和设计磁性元件，并进行优化和实践验证。
随着电力电子技术的不断发展和创新，正激变换器磁设计将继续具有重要的研究和应用价值。
利用谐振技术进行单端正激电源的去磁
T 2 = π Lm × C r
（2）
Cr 上的电压由 0 所能够达到的最大值为：
VCr (max) = I 2
Lm Cr
（3）
而 Q1 漏－源极电压 Vds 在 Cr 达到最大值时，也达到最大值：
Vds (max) = Vin + I 2
Lm Cr
（4）
这样，到了该阶段的末期，激磁电流 Imag 达到负向的最大值。由于系统处于稳定的动态平 衡状态，且能够完全去磁，因此其值等于-I2。此时， Q1 漏－源极电压 Vds 等于输入电压 Vin。 这一阶段的等效电容 Cr 为：
5
磁具有更多的优势。 3 由理论分析和后面的桌面电路试验的实际波形可以看出，谐振去磁时，开关管漏－源极 电压波形为较为光滑的半正弦波，而去磁绕组法为波形边缘较为陡峭的脉冲方波，前者无疑比 后者具有更小的高次谐波分量。因此，对于开关电源的 EMI 问题也有所改善。 4 谐振去磁中，谐振元件参数的确定 在采用谐振去磁时，为以确保在开关截止期内能够完成半个谐振周期的去磁过程，需要仔 细确定谐振元件的参数。因此，在理论分析的基础上，必须在试验中仔细观察各种工作状态下 开关管的漏－源极波形，以确定比较适宜的谐振频率。 在选择谐振频率时，需要对开关管的额定电压和去磁效果相互之间的矛盾进行综合考虑。 目前在中、小功率应用场合中，单端正激功率变压器的初级电感量通常为几十到几百微亨，而 开关管的结电容通常为几百到几千 pF，这样，在仅仅利用初级电感和器件结电容进行谐振去磁 时，谐振频率一般都可以达到几百 kHz 或者更高。而为了降低主开关管在谐振上的电压应力 Vds，有时需要在开关管 Q1 或二极管 Dr 两端并联一定数量的电容以适当降低谐振频率。然而， 该电容的容值不能过大，否则会导致无法完全进行谐振去磁的问题。 图 6 是在相同的占空比条件下，选择不同的谐振参数时，开关管漏－源极的典型电压波形。 图中，(a)是选择比较适当的谐振频率后的理想电压波形，其形状与上节理论分析的一致；(b) 是谐振频率选择过高时的波形。 在变压器的各个参数均确定的条件下， 等效电容 Cr 较小时是这 种波形。从图中可以看出，虽然其基本形状与(a)完全相同，也能够迅速完成去磁过程，但是由 于等效电容较小， 因此谐振频率较高， 相同的变压器初级激磁能量导致等效电容 Cr 上的谐振电 压 V2 的幅值远超过了 V1。这样就要求主开关管的耐压更高，增加了成本。(c)则是在开关管、 输出二极管的两端并联的电容过大，导致谐振等效电容 Cr 过大，因此谐振频率较低，甚至无法 完全满足在开关管的截止期内完成谐振周期一半的工作。 由前面的分析可知， 系统动态平衡时， 完全的去磁条件是每一开关导通期开始的磁化电流应该与上一开关截止期末的磁化电流相同， 显然(c)中的去磁过程没有完全结束，在输入电压较低，开关导通时间较长时更是如此。在电路 设计与试验中，要尽量避免这种波形的产生。从这些图也可以看出，工程设计中，有时为了降 低功率开关管的损耗，在其两端并联电容，这样会对谐振去磁的效果产生影响，因此需要综合 考虑。
开关电源中的功率变换器拓扑、分析与设计 3反激变换器的拓扑结构
此培训资料来源于德州仪器（TI）和中国电源学会（世纪电源网）合作举办的“TI 现场培训”课程，世纪电源网同意在 TI 网站上分享这些文档。
第二单元基本DC-DC变换器1.Buck变换器2.Boost变换器3.Buckboost变换器4.基本变换器总结12何为基本DC-DC 功率变换器？gV gI oI oV ont sT son T t d =由上图可知，当输入和输出不需要隔离时，一个最基本的DC-DC 功率变换器，其组成只能有也必须有下列四个元器件，它们分别是：有源开关（一般为MOSFET ），无源开关（一般为二极管），滤波电感和滤波电容。
到目前为止，最基本的DC-DC 功率变换器共有3个，它们分别是Buck （降压式）变换器，Boost （升压式）变换器和Buckboost （升降式）变换器。
为了方便推导DC-DC 功率变换器的稳态关系，在介绍具体的基本DC-DC 功率变换器之前，先介绍一种获得PWM DC-DC 功率变换器在CCM 下的稳态关系的简单方法----电感电压的伏秒平衡定律。
3电感电压的伏秒平衡定律对于已工作在稳态的DC-DC 功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等于有源开关截止时加在电感上的反向伏秒。
)(t V L )(t I LI gsV onT sT sonT T D =)(t V L 1L V 2L V )(t I L 1L I D 2L I D 1t D 2t D ttt因为：111)(t i L dt t dI LV L L L D D ==onT t ££02222)(t i L dt t dI L V L L L D D ==son T t T ££由于：01>L V 02<L V 所以：，，0111>D ´=D Lt V i L L 0222<D ´=D Lt V i L L 稳态时，必有：21L L i i D -=D 否则的话，电感电流会朝一个方向增加而使电感饱和，并致电路工作不正常。
正激开关电源与正激变压器的六个方面解读
正激开关电源与正激变压器的六个方面解读正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。
所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
下面从几个方面讲讲正激开关电源1、初次级匝数的选择2、磁复位3、关于占空比和匝比4、其他复位方式5、损耗和EMI6、正激变压器的设计。
以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
磁复位无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik。
关于占空比和匝比正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路V o=Vin*D，跟次级的电流无关V o=Vin*DV o:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了。
正激变换器工作原理资料讲解
NR
NP
VinDm ax fsBAe
(41)
NS
Vout V D fsBAe
(42)
正激变换器 28
四、举例介绍
正激变换器 29
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到Tr时刻后, 所有绕组中电流为零, 电压也为零.
Q上的电压: VQ Vin
正激变换器
6
2.1. 输入端电流电压关系
UP,IP
P inV in IinU P(rm )IP s(rm ) (s1)
UP Vin UP(rm )s D UP D Vin (2) UP(av)eDP UDiV n
IP(rm)s DIP
由磁链公式 NLm Iax, 可得
NL
2Lf Iout Ae Bm
(31)
正激变换器 24
NR
Vin
NP NS D1
Lf
Vout
三. 元器件的选择
UP
US D2 Cf
5. 变压器的设计
Q A.选定磁芯材料和型式---
根据工作频率,磁化形式,传输功率,线圈绕组的绕制等要求, 以及磁芯的磁化曲线,供货情况等来确定磁芯材料.
为此,一般取电感量Lf为额定电流临界连续的电感量Lfmin的1.3倍.
iLf
iS(1D)LV f(m D inVo u)T t s 2Io u t(26)
正激变换器 20
NR
Vin
NP NS D1
Lf
UP
US D2 Cf
Q
Vout
三. 元器件的选择
4. 滤波电感Lf的设计 A, Lf电感量的确定(续)
Vin反向加在复位绕组W3上, 故磁通减小: