模电第五版第五章讲解
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电子技术基础(模拟部分)第五版_第5章_康华光
n ：反型层中电子迁移率
Cox ：栅极（与衬底间）氧化层
单位面积电容
' Kn nCox 本征电导因子
Kn为电导常数，单位：mA/V2
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程 （1）输出特性及大信号特性方程
③ 饱和区
（恒流区又称放大区） vGS >VT ，且vDS≥（vGS－VT）
V-I 特性：
1. 结构（N沟道）
L ：沟道长度 W ：沟道宽度
tox ：绝缘层 厚度
通常 W > L
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
1. 结构（N沟道）
剖面图
符号
N沟道增强型场效应管
动画演示mosfet场效应管结构
N沟道增强型场效应管的工作原理
（1）栅源电压VGS的控制作用 当VGS=0V时， 因为漏源之间 被两个背靠背 的 PN结隔离， 因此，即使在D、 S之间加上电压, 在D、S间也不 可能形成电流。
三、极限参数 1. 最大漏极电流IDM
2. 最大耗散功率PDM
3. 最大漏源电压V（BR）DS 4. 最大栅源电压V（BR）GS
end
各种场效应管所加偏压极性小结
N沟道(uGS＜0) 结型 P沟道(uGS＞0) N沟道(uGS＞0) 场效应管 增强型 P沟道(uGS＜0) 绝缘栅型 N沟道(uGS极性任意) 耗尽型 P沟道(uGS极性任意)
5.1.3 P沟道MOSFET
耗尽型MOSFET的特性曲线
N 沟 道 耗 尽 型 P 沟 道 耗 尽 型
绝 缘 栅 场 效 应 管
5.1.5 MOSFET的主要参数
一、直流参数 1. 开启电压VT （增强型参数）
模电第五章答案解析
【例5-1】电路如图 (a)、(b)所示。
（1）判断图示电路的反馈极性及类型；（2）求出反馈电路的反馈系数。
图(a) 图(b)【相关知识】负反馈及负反馈放大电路。
【解题思路】（1）根据瞬时极性法判断电路的反馈极性及类型。
（2）根据反馈网络求电路的反馈系数。
【解题过程】（1）判断电路反馈极性及类型。
在图(a)中，电阻网络构成反馈网络，电阻两端的电压是反馈电压，输入电压与串联叠加后作用到放大电路的输入端（管的）；当令=0时，＝0，即正比与；当输入信号对地极性为♁时，从输出端反馈回来的信号对地极性也为♁，故本电路是电压串联负反馈电路。
在图（b）电路中，反馈网络的结构与图（a）相同，反馈信号与输入信号也时串联叠加，但反馈网络的输入量不是电路的输出电压而是电路输出电流（集电极电流），反馈极性与图（a）相同，故本电路是电流串联负反馈电路。
（2）为了分析问题方便，画出图(a) 、(b)的反馈网络分别如图（c）、(d)所示。
图(c) 图(d)由于图(a)电路是电压负反馈，能稳定输出电压，即输出电压信号近似恒压源，内阻很小，计算反馈系数时，不起作用。
由图（c）可知，反馈电压等于输出电压在电阻上的分压。
即故图(a)电路的反馈系数由图（d）可知反馈电压等于输出电流的分流在电阻上的压降。
故图(b)电路的反馈系数【例5-2】在括号内填入“√”或“×”，表明下列说法是否正确。
（1）若从放大电路的输出回路有通路引回其输入回路，则说明电路引入了反馈。
（2）若放大电路的放大倍数为“＋”，则引入的反馈一定是正反馈，若放大电路的放大倍数为“−”，则引入的反馈一定是负反馈。
（3）直接耦合放大电路引入的反馈为直流反馈，阻容耦合放大电路引入的反馈为交流反馈。
（4）既然电压负反馈可以稳定输出电压，即负载上的电压，那么它也就稳定了负载电流。
（5）放大电路的净输入电压等于输入电压与反馈电压之差，说明电路引入了串联负反馈；净输入电流等于输入电流与反馈电流之差，说明电路引入了并联负反馈。
模电总结复习资料_模拟电子技术基础(第五版)
绪论一.符号约定•大写字母、大写下标表示直流量。
如：V CE、I C等。
•小写字母、大写下标表示总量〔含交、直流〕。
如：v CE、i B等。
•小写字母、小写下标表示纯交流量。
如：v ce、i b等。
•上方有圆点的大写字母、小写下标表示相量。
如：等。
二．信号〔1〕模型的转换〔2〕分类〔3〕频谱二.放大电路〔1〕模型〔2〕增益如何确定电路的输出电阻r o？三．频率响应以及带宽第一章半导体二极管一.半导体的根底知识1.半导体---导电能力介于导体和绝缘体之间的物质(如硅Si、锗Ge)。
2.特性---光敏、热敏和掺杂特性。
3.本征半导体----纯洁的具有单晶体结构的半导体。
4. 两种载流子----带有正、负电荷的可移动的空穴和电子统称为载流子。
5.杂质半导体----在本征半导体中掺入微量杂质形成的半导体。
表达的是半导体的掺杂特性。
*P型半导体:在本征半导体中掺入微量的三价元素〔多子是空穴，少子是电子〕。
*N型半导体: 在本征半导体中掺入微量的五价元素〔多子是电子，少子是空穴〕。
6. 杂质半导体的特性*载流子的浓度---多子浓度决定于杂质浓度，少子浓度与温度有关。
*体电阻---通常把杂质半导体自身的电阻称为体电阻。
*转型---通过改变掺杂浓度，一种杂质半导体可以改型为另外一种杂质半导体。
7. PN结* PN结的接触电位差---硅材料约为0.6~0.8V，锗材料约为0.2~0.3V。
* PN结的单向导电性---正偏导通，反偏截止。
8. PN结的伏安特性二. 半导体二极管*单向导电性------正向导通，反向截止。
*二极管伏安特性----同ＰＮ结。
*正向导通压降------硅管0.6~0.7V，锗管0.2~0.3V。
*死区电压------硅管0.5V，锗管0.1V。
3.分析方法------将二极管断开，分析二极管两端电位的上下:假设 V阳 >V阴( 正偏 )，二极管导通(短路);假设 V阳 <V阴( 反偏 )，二极管截止(开路)。
《电子技术基础(第五版)》电子课件第五章
V5
C2
C1
V1
V2
V6
E2
R3
V3
V7 Y
V4
输入
中间 输出
级TTL”与非”门级的典型电级路
R1
精品课件
第五章 门电路及组合逻辑电路
TTL与非门逻辑功能分析
• 输入端至少有一个为低 电平
V1 管 、 V5 导 通 ， 这 时
Uc1 = UA + Ube1 = 1V， V2、V4截止， UY≈UCC
开关A
灯Y
1
0
逻辑函数式
YA
逻 辑 符 号
精品课件
非逻辑关系
1
A
Y
非门
第五章 门电路及组合逻辑电路
2、三极管“非”门电 路
非门电路：实现非逻辑关系的电路
（1）A为0时
Y为“1”
10 A
（2）A为1时
Y为“0”
+UCC +5V
RC
RB1
Y 10
V
RB2 -5V -UBB
三极管非门电路
非门的逻辑功能：“有0出1，有1出0”
辑
符
YA BAB 号
精品课件
功能表
AB
Y
断断 灭
断合 灭
合断
灭
合合 亮
A
&
Y
B
与门
第五章 门电路及组合逻辑电路
2、二极管“与”门电路
与门电路：实现与逻辑关系的电路
“0”表示低电位（<0。35V）； “1”表示高电位（>2。4V）。
（1）A、B均为0时
10 A
输出为“0” 10 B
（2）A为0，B为1时
§5-1 分立元件门电路
C2
C1
V1
V2
V6
E2
R3
V3
V7 Y
V4
输入
中间 输出
级TTL”与非”门级的典型电级路
R1
精品课件
第五章 门电路及组合逻辑电路
TTL与非门逻辑功能分析
• 输入端至少有一个为低 电平
V1 管 、 V5 导 通 ， 这 时
Uc1 = UA + Ube1 = 1V， V2、V4截止， UY≈UCC
开关A
灯Y
1
0
逻辑函数式
YA
逻 辑 符 号
精品课件
非逻辑关系
1
A
Y
非门
第五章 门电路及组合逻辑电路
2、三极管“非”门电 路
非门电路：实现非逻辑关系的电路
（1）A为0时
Y为“1”
10 A
（2）A为1时
Y为“0”
+UCC +5V
RC
RB1
Y 10
V
RB2 -5V -UBB
三极管非门电路
非门的逻辑功能：“有0出1，有1出0”
辑
符
YA BAB 号
精品课件
功能表
AB
Y
断断 灭
断合 灭
合断
灭
合合 亮
A
&
Y
B
与门
第五章 门电路及组合逻辑电路
2、二极管“与”门电路
与门电路：实现与逻辑关系的电路
“0”表示低电位（<0。35V）； “1”表示高电位（>2。4V）。
（1）A、B均为0时
10 A
输出为“0” 10 B
（2）A为0，B为1时
§5-1 分立元件门电路
模电第5章
低通电路： 二. 低通电路：频率响应
f<<fH时放大 倍数约为1 倍数约为
fH
1 Uo 1 jω C = Au = = 1 1 + jωRC Ui R+ jω C
1 1 = 令f H = ，则Au 2 πRC 1+ j f fH
1 Au = 1 + ( f fH )2 = arctan( f f ) H
fL
= 1 ， = 45 0； f = f L : Au 2 f f
f << f L : A << 1， u ≈
fL fL Au 也下降10倍；当 f 趋于0时， u 趋于0，趋于90 0 。 A
，表明 f 每下降10倍,
画出特性曲线如图， 称为下限截止频率。 画出特性曲线如图， fL称为下限截止频率。
' 高频段： 的影响， 开路。 高频段：考虑 Cπ 的影响，C 开路。 '
'
一. 中频电压放大倍数
Uo Ausm = Us U i U b'e U o = U U Us i b'e
带负载时： 带负载时： Ausm = 空载时： 空载时：
rb'e Ri [ g m ( Rc ∥ RL )] Rs + Ri rbe
5.2 晶体管的高频等效电路
5.2.1 混合π模型：形状像Π，参数量纲各不相同 混合π模型：形状像Π
完整的混合π模型 一. 完整的混合 模型 结构：由体电阻、结电阻、结电容组成。 结构：由体电阻、结电阻、结电容组成。
因面积大 而阻值小
因多子浓 度高而阻 值小
rbb’：基区体电阻 rb’e’：发射结电阻 Cπ：发射结电容 re：发射区体电阻 rb’c’：集电结电阻 C：集电结电容 rc：集电区体电阻
电力电子技术 王兆安第五版 第5章
平均值分析
ton——V通的时间 toff——V断的时间 导通占空比
（2）电流断续 瞬态分析
I10=0，且t=ton+tx时， i2=0代入上
tx<toff
电流断续的条件：
平均值分析
典型例题
在降压斩波电路中，E＝110V，L=1MH，R=0.25Ω， Em=11V，T=2500us, ton=1000us, 计算：负载电 流平均值Io， 负载平均电压Uo, 计算负载电流的 最大值，最小值。 解题步骤： ①根据式 判断电流是否连 续。 ②由判断决定Uo,Io 的计算方法。 ③根据瞬时分析公式计算电流的最大值，最小值
续流二极管
（二） 工作原理
①电流连续
②电流断续
动态演示
（三）数量关系分析－ 从电路理论角度推导 （1）电流连续 瞬态分析
① V为通态期间， 设负载电流为i1，有 ：
设此阶段电流初值为I10， =L/R，解上式得
② V为断态期间，设 负载电流为i2，有：
设此阶段电流初值为I20， 解上式得：
<1>
<2> 且：I10＝i2(t2)，I20=i1(t1)，代入<1>,<2>
et1 / 1 E EM I10 T / e 1 R R
1 et1 / E EM I 20 T / 1 e R R
稳态时，一个周期T中L积蓄能量与释放能量相等： EI1ton=(U0-E)I1toff
ton toff T Uo E E toff toff
ton toff T Uo E E toff toff
升压比的倒数记作 ，即
和的关系：
完整版电路邱关源第五版05第五章课件
uo =[(R1 + R2)/R2 ] ui
=(1+ R1/R2) ui
②当R2=，R1=0时， uo=ui，为电压跟随器 ③输入、输出关系与运放本身参数无关。
返回 上页 下页
③电压跟随器
电 路
A
+ u_i
_
+ +
+电
uo_
路 B
特点 ① 输入阻抗无穷大(虚断)；
② 输出阻抗为零； ③ uo= ui。 应用：在电路中起隔离前后两级电路的作用。
②合理地运用这两条规则，并与结点电压法相结合。
返回 上页 下页
2. 典型电路
①加法器
u-= u+=0 i-=0
ui1
R1
ui2 R2
ui3 R3
Rf
i-
_ uu+ +
+
+ u_o
ui1/R1+ ui2 /R2+ ui3 /R3 =-uo /Rf
uo= -(Rf /R1 ui1 +Rf /R2 ui2+Rf /R3 ui3)
uo
un2
G1 Gf
Gf
( AGo
Gf
)
Gf (AGo Gf ) (G1 Gi Gf )
( Gf
Go
GL) ui
返回 上页 下页
uo
un2
G1 Gf
Gf
( AGo
Gf
)
Gf (AGo Gf ) (G1 Gi Gf )
( Gf
Go
GL) ui
因A一般很大，上式分母中Gf(AGo-Gf)一项的值比
• 本章完！
|ud| < 则 uo=Aud
模电-电子线路线性部分第五版-主编-冯军-谢嘉奎第五章课件
第 5 章 放大器中的负反馈
判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性，或用箭头表示
各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法。
xi
xi A
xo
xf
kf
▪设 vi 瞬时极性为
经 A 判断 vo
？ ？
经
kf
判断
xf
？ ？
▪比较 xf 与 xi 的极性 ( xi = xi - xf )
5.2.3 改变输入、输出电阻
输入电阻
ii
▪ 串联反馈 基放输入电阻 Ri vi / ii 环路增益 T vf / vi Akf
++
Rs
v-i Ri A
vs+ -
vi
+
-
vf -
kf
xo
反馈电路输入电阻：
Rif
vi ii
vi vf ii
vi viAkf ii
vi ii
(1
Akf
)
Ri F
由图
i (v Ast xs ) / Ro xs xf kf v
xf
放 - Ast xs
得
Rof
v i
Ro 1 Astkf
Ro Fst
反馈 网络
RL v+- o
i + v -
结论 引入电压反馈，反馈越深，输出电阻越小，vo 越稳定。
第 5 章 放大器中的负反馈
▪ 电流反馈
Ro ：考虑反馈网络负 载效应后，基放输出电阻。
5.2.2 减小增益灵敏度(或提高增益稳定性)
定义
SA Af
Af / Af A/ A
A Af
Af A
模电第5章课件PPT学习教案
VT1
VT2
R2 uI2
第12页/共53页
动态分析：
（1）信号输入方式
共模输入电压 uIc 差模输入电压 uId
第13页/共53页
第14页/共53页
第15页/共53页
共模电压放大倍数：
Ac
Δ uo Δ uIc
Ac 愈小愈好， 而Ad 愈大愈好 +
uIc ~
+VCC
Rb
Rc
+ uo
Rc Rb
R
+VCC Rb2
ICQ1
ICQ2
1 2
ICQ3
R
U U V I R CQ1
CQ2
CC
CQ1
(对地)
C
IBQ1
IBQ2
ICQ1
1
(对地)
UBQ1 UBQ2 IBQ1R
VT1
图
VT3
Re
R
VT2
Rb1
VEE
恒流源式差分放大电路
第24页/共53页
3. 动态分析 由于恒流三极管相当于一个阻值很大的长尾电阻 ，它的作用也是引入一个共模负反馈，对差模电压放 大倍数没有影响，所以与长尾式交流通路相同。
IB1 +
UBE1
IC2
IB2 U+BE2 VT2
IC2
I C1
I REF
2IB
I REF
2
IC2
图
所以
1
IC2
I R EF 1
2
当满足 >> 2 时，则
IC2
I R EF
VCC
UB E1 R
第5页/共53页
二、比例电流源
模电第五章课件
1. 上升时间与上限频率的关系 阶跃电压上升较快的部分,与频率响应中的高频区相对应，
为关简系化。分如析图，(a)我、们(b此)分处别以为RCR低C低通通电电路路为及例其来阶说跃明响应与。tfHr 的
由图经过分析可以得到,
tr
0.35 fH
因此，上升时间与上限频率fH成反比，fH
越高高频响应越好，则 tr越短，前沿失真越小。
由此可见,平顶降落与下限频率fL成正比例 关系，fL越低，平顶降落越小。
= n 20 lg Aui i 1
多级放大器的相频特性： n
1 2 n i i1
多级放大器的对数增益，等于各级对数增益 的代数和；总相位也是各级相位的代数和。
fL
fL21
f
2 L2
f
2 Ln
2.多级放大器的下限频率
fL
f
2 L1
f
2 L2
f
2 Ln
为了得到更准确的结果，在该式前面乘 以修正系数1.1,得：
者的比值在四倍以上，可取较大的值作为放
大电路的下限频率 。 fL
3. 共射基本放大器高频段源电压增益
在高频段，画出的高频段等效电路如图
高频段等效电路
用密勒定理等效 简化等效电路
经过一系列变化,可以得到
Aush
=
Ausm
1
1 j
f
fH
可知，上限频率主要由高频等效电路的 时间常数决定。
4.共射放大器完整的频率特性
根据上述讨论，可以画出幅频特性如图所示。图中，虚 线为实际幅频特性的波特图，实线为渐近幅频特性波特图， 它由两条渐近线在处转折。
相频特性由三个步骤绘出：
根据上述讨论，可以画出相频特性如图所示。图中有三
为关简系化。分如析图，(a)我、们(b此)分处别以为RCR低C低通通电电路路为及例其来阶说跃明响应与。tfHr 的
由图经过分析可以得到,
tr
0.35 fH
因此，上升时间与上限频率fH成反比，fH
越高高频响应越好，则 tr越短，前沿失真越小。
由此可见,平顶降落与下限频率fL成正比例 关系，fL越低，平顶降落越小。
= n 20 lg Aui i 1
多级放大器的相频特性： n
1 2 n i i1
多级放大器的对数增益，等于各级对数增益 的代数和；总相位也是各级相位的代数和。
fL
fL21
f
2 L2
f
2 Ln
2.多级放大器的下限频率
fL
f
2 L1
f
2 L2
f
2 Ln
为了得到更准确的结果，在该式前面乘 以修正系数1.1,得：
者的比值在四倍以上，可取较大的值作为放
大电路的下限频率 。 fL
3. 共射基本放大器高频段源电压增益
在高频段，画出的高频段等效电路如图
高频段等效电路
用密勒定理等效 简化等效电路
经过一系列变化,可以得到
Aush
=
Ausm
1
1 j
f
fH
可知，上限频率主要由高频等效电路的 时间常数决定。
4.共射放大器完整的频率特性
根据上述讨论，可以画出幅频特性如图所示。图中，虚 线为实际幅频特性的波特图，实线为渐近幅频特性波特图， 它由两条渐近线在处转折。
相频特性由三个步骤绘出：
根据上述讨论，可以画出相频特性如图所示。图中有三
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（2）vDS对沟道的控制作用 预夹断后，vDS 夹断区延长
沟道电阻 ID基本不变
2. 工作原理
（3） vDS和vGS同时作用时 vDS一定，vGS变化时 给定一个vGS ，就有一条不
同的 iD – vDS 曲线。
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
（1）输出特性及大信号特性方程
iD f (vDS ) vGSconst.
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
1. 结构（N沟道） 通常 W > L
L ：沟道长度 W ：沟道宽度 tox ：绝缘层厚度
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
1. 结构（N沟道）
剖面图
符号
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
2. 工作原理 （1）vGS对沟道的控制作用
当vGS≤0时 无导电沟道， d、s间加电压时，也
解：VGSQ
Rg2 Rg1 Rg2
VDD
40 60 40
5V
2V
假设工作在饱和区
IDQ Kn (VGS VT )2 (0.2)(2 1)2 mA 0.2mA
VDSQ VDD IDRd [5 (0.2)(15)]V 2V
满足 VDS (VGS VT ) 假设成立，结果即为所求。
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析（例5.2.5）
vo gm vgs Rd
vi vgs ( gmvgs )R vgs (1 gm R)
Av
vo vi
gm Rd 1 gmR
s
Ri Rg1 // Rg2
Ro Rd
Avs
vo vS
vo vi
vi vS
• JFET栅极与沟道间的PN结是反向偏置的，因
此iG0，输入电阻很高。 • JFET是电压控制电流器件，iD受vGS控制。 • 预夹断前iD与vDS呈近似线性关系；预夹断后，
iD趋于饱和。
# 为什么JFET的输入电阻比BJT高得多？
iD
IDSD
I DO (
vG S VT
1)2
（N沟道增强型）
5.1.3 P沟道MOSFET
5.1.4 沟道长度调制效应
实际上饱和区的曲线并不是平坦的
修正后
iD
Kn (vGS
VT )2 (1
vDS )
I
DO
(
vG S VT
1)2 (1 vDS )
iD f (vGS) vDS const.
iD
I
DO
(
vG S VT
1)2
5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET
1. 结构和工作原理（N沟道）
二氧化硅绝缘层中掺有大量的正离子 可以在正或负的栅源电压下工作，而且基本上无栅流
5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET
2. V-I 特性曲线及大信号特性方程
N沟道 （耗尽型）
P沟道
耗尽型：场效应管没有加偏置电压时，就有导电沟道存在 增强型：场效应管没有加偏置电压时，没有导电沟道
5.1 金属-氧化物-半导体 （MOS）场效应管
5.1.1 N沟道增强型MOSFET 5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET 5.1.3 P沟道MOSFET 5.1.4 沟道长度调制效应 5.1.5 MOSFET的主要参数
二、交流参数
1. 输出电阻rds
rds
vDS iD
VG S
NMOS增强型
rds
[Kn (vGS
VT )2 ]1
1
iD
当不考虑沟道调制效应时，＝0，rds→∞
5.1.5 MOSFET的主要参数
二、交流参数
2. 低频互导gm
gm
iD vGS
VDS
考虑到 iD Kn (vGS VT )2
由于vDS较小，可近似为
iD 2Kn (vGS VT ) vDS
rdso
dvDS diD
vGS 常 数
1 2Kn (vGS
VT )
rdso是一个受vGS控制的可变电阻
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
（1）输出特性及大信号特性方程 ② 可变电阻区
iD 2Kn (vGS VT ) vDS
需要验证是否满足 VDS (VGS VT )
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算 静态时，vI＝0，VG ＝0，ID ＝I
ID Kn (VGS VT )2 （饱和区） VS ＝ VG － VGS
电流源偏置
5.2.1 MOSFET放大电路
2. 图解分析
由于负载开路，交流负 载线与直流负载线相同
end
5.2 MOSFET放大电路
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算 2. 图解分析 3. 小信号模型分析
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算 （1）简单的共源极放大电路（N沟道）
共源极放大电路
直流通路
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算
无电流产生。
当0<vGS <VT 时
产生电场，但未形成导电沟道（感生沟 道），d、s间加电压后，没有电流产生。
当vGS >VT 时
在电场作用下产生导电沟道，d、s间 加电压后，将有电流产生。
vGS越大，导电沟道越厚
VT 称为开启电压
2. 工作原理
（2）vDS对沟道的控制作用
当vGS一定（vGS >VT ）时， vDS ID 沟道电位梯度
id gmvgs
0时
高频小信号模型
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析（例5.2.5） 解：例5.2.2的直流分析已 求得：IDQ 0.5mA VGSQ 2V
VDSQ 4.75V
gm 2Kn (VGSQ VT )
s
2 0.5 (2 1)mA / V
1mA / V
5.2.1 MOSFET放大电路
3. 小信号模型分析 （1）模型
iD Kn (vGS VT )2 Kn (VGSQ vgs VT )2 Kn[(VGSQ VT ) vgs ]2 Kn (VGSQ VT )2 2Kn (VGSQ VT )vgs Knvg2s
5.1 金属-氧化物-半导体（MOS）场效应管 5.2 MOSFET放大电路 5.3 结型场效应管（JFET） *5.4 砷化镓金属-半导体场效应管 5.5 各种放大器件电路性能比较
场效应管的分类：
FET 场效应管
MOSFET (IGFET) 绝缘栅型
JFET 结型
增强型
N沟道 P沟道
耗尽型
N沟道 P沟道
vi vS
gm (R // rds ) ( Ri ) 1 gm (R // rds ) Ri RS
共漏
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析
Ri Rg1//Rg2
Ro
vt it
1 R
1 1 rds
gm
R
//
rds //
1 gm
end
5.3 结型场效应管
5.3.1 JFET的结构和工作原理 5.3.2 JFET的特性曲线及参数 5.3.3 JFET放大电路的小信号模型分析法
Av
Ri Ri RS
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析（例5.2.6）
Av
vo vi
( gm vgs )(R // rds ) vgs gm vgs (R // rds )
gm (R // rds ) 1 1 gm (R // rds )
Avs
vo vS
vo vi
（1）简单的共源极放大电路（N沟道）
VG S
Rg2 Rg1 Rg2
VDD
须满足VGS > VT ，否则工作在截止区 假设工作在饱和区，即 VDS (VGS VT )
ID Kn (VGS VT )2 VDS VDD IDRd
验证是否满足 VDS (VGS VT ) 如果不满足，则说明假设错误
③ 饱和区
（恒流区又称放大区）
vGS >VT ，且vDS≥（vGS－VT）
V-I 特性：
iD Kn (vGS VT )2
K
nVT2
(
vG S VT
1)2
I
DO
(
vG S VT
1)2
IDO KnVT2 是vGS＝2VT时的iD
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
（2）转移特性
靠近漏极d处的电位升高 电场强度减小 沟道变薄
整个沟道呈楔形分布
2. 工作原理
（2）vDS对沟道的控制作用
当vGS一定（vGS >VT ）时， vDS ID 沟道电位梯度
当vDS增加到使vGD=VT 时，
在紧靠漏极处出现预夹断。
在预夹断处：vGD=vGS-vDS =VT
2. 工作原理
0.1 V1 L
L的单位为m
当不考虑沟道调制效应时，＝0，曲线是平坦的。
5.1.5 MOSFET的主要参数
一、直流参数
1. 开启电压VT （增强型参数） 2. 夹断电压VP （耗尽型参数） 3. 饱和漏电流IDSS （耗尽型参数） 4. 直流输入电阻RGS （109Ω～1015Ω ）
沟道电阻 ID基本不变
2. 工作原理
（3） vDS和vGS同时作用时 vDS一定，vGS变化时 给定一个vGS ，就有一条不
同的 iD – vDS 曲线。
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
（1）输出特性及大信号特性方程
iD f (vDS ) vGSconst.
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
1. 结构（N沟道） 通常 W > L
L ：沟道长度 W ：沟道宽度 tox ：绝缘层厚度
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
1. 结构（N沟道）
剖面图
符号
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
2. 工作原理 （1）vGS对沟道的控制作用
当vGS≤0时 无导电沟道， d、s间加电压时，也
解：VGSQ
Rg2 Rg1 Rg2
VDD
40 60 40
5V
2V
假设工作在饱和区
IDQ Kn (VGS VT )2 (0.2)(2 1)2 mA 0.2mA
VDSQ VDD IDRd [5 (0.2)(15)]V 2V
满足 VDS (VGS VT ) 假设成立，结果即为所求。
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析（例5.2.5）
vo gm vgs Rd
vi vgs ( gmvgs )R vgs (1 gm R)
Av
vo vi
gm Rd 1 gmR
s
Ri Rg1 // Rg2
Ro Rd
Avs
vo vS
vo vi
vi vS
• JFET栅极与沟道间的PN结是反向偏置的，因
此iG0，输入电阻很高。 • JFET是电压控制电流器件，iD受vGS控制。 • 预夹断前iD与vDS呈近似线性关系；预夹断后，
iD趋于饱和。
# 为什么JFET的输入电阻比BJT高得多？
iD
IDSD
I DO (
vG S VT
1)2
（N沟道增强型）
5.1.3 P沟道MOSFET
5.1.4 沟道长度调制效应
实际上饱和区的曲线并不是平坦的
修正后
iD
Kn (vGS
VT )2 (1
vDS )
I
DO
(
vG S VT
1)2 (1 vDS )
iD f (vGS) vDS const.
iD
I
DO
(
vG S VT
1)2
5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET
1. 结构和工作原理（N沟道）
二氧化硅绝缘层中掺有大量的正离子 可以在正或负的栅源电压下工作，而且基本上无栅流
5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET
2. V-I 特性曲线及大信号特性方程
N沟道 （耗尽型）
P沟道
耗尽型：场效应管没有加偏置电压时，就有导电沟道存在 增强型：场效应管没有加偏置电压时，没有导电沟道
5.1 金属-氧化物-半导体 （MOS）场效应管
5.1.1 N沟道增强型MOSFET 5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET 5.1.3 P沟道MOSFET 5.1.4 沟道长度调制效应 5.1.5 MOSFET的主要参数
二、交流参数
1. 输出电阻rds
rds
vDS iD
VG S
NMOS增强型
rds
[Kn (vGS
VT )2 ]1
1
iD
当不考虑沟道调制效应时，＝0，rds→∞
5.1.5 MOSFET的主要参数
二、交流参数
2. 低频互导gm
gm
iD vGS
VDS
考虑到 iD Kn (vGS VT )2
由于vDS较小，可近似为
iD 2Kn (vGS VT ) vDS
rdso
dvDS diD
vGS 常 数
1 2Kn (vGS
VT )
rdso是一个受vGS控制的可变电阻
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
（1）输出特性及大信号特性方程 ② 可变电阻区
iD 2Kn (vGS VT ) vDS
需要验证是否满足 VDS (VGS VT )
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算 静态时，vI＝0，VG ＝0，ID ＝I
ID Kn (VGS VT )2 （饱和区） VS ＝ VG － VGS
电流源偏置
5.2.1 MOSFET放大电路
2. 图解分析
由于负载开路，交流负 载线与直流负载线相同
end
5.2 MOSFET放大电路
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算 2. 图解分析 3. 小信号模型分析
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算 （1）简单的共源极放大电路（N沟道）
共源极放大电路
直流通路
5.2.1 MOSFET放大电路
1. 直流偏置及静态工作点的计算
无电流产生。
当0<vGS <VT 时
产生电场，但未形成导电沟道（感生沟 道），d、s间加电压后，没有电流产生。
当vGS >VT 时
在电场作用下产生导电沟道，d、s间 加电压后，将有电流产生。
vGS越大，导电沟道越厚
VT 称为开启电压
2. 工作原理
（2）vDS对沟道的控制作用
当vGS一定（vGS >VT ）时， vDS ID 沟道电位梯度
id gmvgs
0时
高频小信号模型
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析（例5.2.5） 解：例5.2.2的直流分析已 求得：IDQ 0.5mA VGSQ 2V
VDSQ 4.75V
gm 2Kn (VGSQ VT )
s
2 0.5 (2 1)mA / V
1mA / V
5.2.1 MOSFET放大电路
3. 小信号模型分析 （1）模型
iD Kn (vGS VT )2 Kn (VGSQ vgs VT )2 Kn[(VGSQ VT ) vgs ]2 Kn (VGSQ VT )2 2Kn (VGSQ VT )vgs Knvg2s
5.1 金属-氧化物-半导体（MOS）场效应管 5.2 MOSFET放大电路 5.3 结型场效应管（JFET） *5.4 砷化镓金属-半导体场效应管 5.5 各种放大器件电路性能比较
场效应管的分类：
FET 场效应管
MOSFET (IGFET) 绝缘栅型
JFET 结型
增强型
N沟道 P沟道
耗尽型
N沟道 P沟道
vi vS
gm (R // rds ) ( Ri ) 1 gm (R // rds ) Ri RS
共漏
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析
Ri Rg1//Rg2
Ro
vt it
1 R
1 1 rds
gm
R
//
rds //
1 gm
end
5.3 结型场效应管
5.3.1 JFET的结构和工作原理 5.3.2 JFET的特性曲线及参数 5.3.3 JFET放大电路的小信号模型分析法
Av
Ri Ri RS
3. 小信号模型分析
（2）放大电路分析（例5.2.6）
Av
vo vi
( gm vgs )(R // rds ) vgs gm vgs (R // rds )
gm (R // rds ) 1 1 gm (R // rds )
Avs
vo vS
vo vi
（1）简单的共源极放大电路（N沟道）
VG S
Rg2 Rg1 Rg2
VDD
须满足VGS > VT ，否则工作在截止区 假设工作在饱和区，即 VDS (VGS VT )
ID Kn (VGS VT )2 VDS VDD IDRd
验证是否满足 VDS (VGS VT ) 如果不满足，则说明假设错误
③ 饱和区
（恒流区又称放大区）
vGS >VT ，且vDS≥（vGS－VT）
V-I 特性：
iD Kn (vGS VT )2
K
nVT2
(
vG S VT
1)2
I
DO
(
vG S VT
1)2
IDO KnVT2 是vGS＝2VT时的iD
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
（2）转移特性
靠近漏极d处的电位升高 电场强度减小 沟道变薄
整个沟道呈楔形分布
2. 工作原理
（2）vDS对沟道的控制作用
当vGS一定（vGS >VT ）时， vDS ID 沟道电位梯度
当vDS增加到使vGD=VT 时，
在紧靠漏极处出现预夹断。
在预夹断处：vGD=vGS-vDS =VT
2. 工作原理
0.1 V1 L
L的单位为m
当不考虑沟道调制效应时，＝0，曲线是平坦的。
5.1.5 MOSFET的主要参数
一、直流参数
1. 开启电压VT （增强型参数） 2. 夹断电压VP （耗尽型参数） 3. 饱和漏电流IDSS （耗尽型参数） 4. 直流输入电阻RGS （109Ω～1015Ω ）