最新交叉耦合滤波器纵览
交叉耦合滤波器的综合
根据 Kirchhoff 电压定律，各谐振回路电压之和为 0，列出电路环路方程组：
Lij= Lji，表征谐振器 i 与谐振器 j 之间的互感系数，这里假设为电感耦合(电耦合)，因 此互耦合引起的电压降带负号。将方程组用矩阵形式表示：
即 [Z]·[i] = [e] ，其中[Z]为 n×n 阻抗矩阵。 这里我们可首先考虑同步调谐滤波器，即各谐振器具有同一谐振频率 0 ，那么滤波器 的中心频率也为 0 1/
---------------------------------------------------------------------------------------------------------------------传输零点(ωn) → S11,S21,Cn 表达式 ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------------首先求 FN >>>
令 不难看出， C N 下面求 EN
其中
(归一化的传输零点)
符合切比雪夫多项式特性。
P( s) P( s)
FN PN 这 3 个多项式的系数，对应传输函数和反射系数的零极点
2
由③看出 E ( s ) E ( s ) F ( s ) F ( s )
将 N 阶交叉耦合滤波器器视为一个二端口网络（上上图） ，并对源阻抗和负载进行归一 化（上图） ，得到系统导纳矩阵：
“交叉耦合网络模型”一节中讨论过 N 阶谐振网络的环路方程组
计算该双端口网络的短路导纳参数
由于 M 是实对称矩阵，有以下结论： 1. M 的特征值均为实数，
交叉耦合滤波器设计正文
第一章滤波器简介和设计思想1、滤波器概念和简介滤波器是通信工程中常用的重要器件，它对信号具有频率选择性，在通信系统中通过或阻断、分开或合成某些频率的信号。
虽然滤波器的物理实现形式多种多样，但其等效电路网络的拓扑结构是相同的。
显然，滤波器的设计要根据各种因素综合考虑。
通常的，滤波器设计中考虑的主要因素有：●体积和重量●品质因数Q●带宽●调谐范围●耦合结构●功率容量●造价根据不同的波段和应用，各种形式的滤波器可以简单的列表见表1.1，其滤波器实物见图1.1。
表1.1 滤波器工程应用频段UHF L/S C X/Ku Ka工艺SAW螺旋介质梳状平面波导梳状SAW介质平面高温超导波导介质波导高温超导平面梳状介质波导平面波导介质平面应用移动通信卫星通信PCS卫星通信MMDS卫星通信卫星通信链接LMDS卫星图1.1 不同形式的滤波器实物照片2、综合，还是优化传统的滤波器设计，采用网络综合的方法。
所谓网络综合，是预先规定元器件特性而用网络去实现的一个过程。
它大致包括三个步骤：提出目标，即理想响应；选用可能的函数去逼近理想响应；设法实现具有逼近函数特性的网络。
由于采用的逼近函数不同，一般有Butterworth综合、Chebyshev综合、椭圆函数综合等滤波器设计方法。
计算机技术的不断发展为滤波器优化设计提供了可能。
是采用综合的方法，还是采用优化的方法完成滤波器设计呢？它们各自的特点见表1.2。
表1.2 综合与优化设计方法的比较综合优化明确的数学和物理意义可能是最优的有效的需要特定的函数有时是困难和耗时的理论较少，更实际公式简单适应市场需要非特定规划的可能是低效率、耗时和非唯一的近年来，随着计算机计算能力的急剧提高和全波电磁仿真软件（如Ansoft）的大力发展，优化的方法好像越来越有效和简单。
但是，无论计算能力多么巨大，仿真软件如何优秀，单纯地依赖优化的方法仍然有其固有的局限性。
首先，优化的方法需要确定优化的变量和代价函数，通常代价函数可以采用实际响应和理想响应的差距，而优化变量的确定就复杂得多，实际中常常是已确定网络的拓扑，优化元件值；或者已确定基本的结构优化物理尺寸等等。
交叉耦合介质谐振腔滤波器
ｏ ｔ ｈ ｅ ｒ ｈ ｉ ｓ ｈ ． Ｑ ｃ ａ ｖ ｉ ｔ ｙ ｉ ｆ ｌ ｔ ｅ ｒ ｓ ， ｃ ｒ ｏ ｓ ｓ — ｃ ｏ ｕ ｐ ｌ ｉ ｎ ｇ ｉ ｓ ｅ ｍｐ ｌ ｏ ｙ ｅ ｄ ｔ ｏ ｉ ｍｐ ｌ ｅ ｍ ｅ ｎ ｔ ａ ｄ ｖ ａ ｎ ｃ ｅ ｄ ｉ ｆ ｌ ｔ ｅ ｒ ｆ ｅ ａ ｔ ｕ ｒ ｅ ｓ ． Ａ ｓ ｉ ｘ — ｐ ｏ ｌ ｅ ｑ ｕ ａ ｓ ｉ — ｅ ｌ ｌ ｉ ｐ ｔ ｉ ｃ
近年 来 ， 现代 通信 技术 的迅 速发 展 ， 使 得 对通信
系统装备的重量及尺寸要求越来越高。特别是移动 通信 系 统 ， 对 滤 波器 、 双工 器 的要 求 很 高 ， 不 仅 要 性 能可靠 、 插损低 、 而且体积要小 ， 具有高 的选择性 。
Ｗ Ａ ＮＧ Ｌ ｕ ｓ ｈ ａ ｎ ， Ｆ Ｅ Ｎ Ｇ Ｑ ｕ ａ ｎ ｙ ｕ ａ ｎ
（ Ｉ ｎ ｓ ｔ ｉ ｔ ｕ ｔ ｅ ｏ ｆＭｉ ｃ ｒ ｏ ｅ ｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ ｉ ｃ ｓ ， Ｓ ｏ ｕ ｔ ｈ ｗ ｅ ｓ ｔ Ｊ ｉ ａ ｏ ｔ ｏ ｎ ｇ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ， Ｃ ｈ ｅ ｎ ｇ ｄ ｕ ６ １ ０ ０ ３ １ ， Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
第３ ６卷 第 ５期
２ ０ １ ３年 １ Ｏ月
电 子 器 件
Ｃｈ ｉ ｎ ｅ ｓ ｅ Ｊ ｏ ｕ ｒ ｎ ａ ｌ ｏ ｆ Ｅ ｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ Ｄｅ ｖ ｉ ｃ ｅ ｓ
Ｖｏ １ ． ３ ６ Ｎｏ ． ５
Ｏ ｃ ｔ ． ２ ０ １ ３
ＤＲ Ｃａ ｖ ｉ ｔ ｙ Ｆｉ ｌ ｔ ｅ ｒ ｓ ｗｉ ｔ ｈ Ｃｒ ｏ ｓ ｓ － Ｃｏ ｕ ｐ ｌ ｉ ｎ ｇ
ｆ ｉ ｈ ｅ ｒ ｉ ｓ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｅ ｄ ｉ ｎ ＨＦ Ｓ Ｓ．ｗ ｉ ｔ ｈ ｆ ｏ ｕ ｒ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ ｓ ｉ ｏ ｎ ｚ ｅ ｒ ｏ ｐ ｏ ｉ ｎ ｔ ｓ ｓ ｙ ｍｍｅ ｔ ｉ ｒ ｃ ａ ｌ ｌ ｙ ｂ ｅ ｌ ｏ ｗ ａ ｎ ｄ ａ ｂ ｏ ｖ ｅ ｔ ｈ ｅ ｐ ａ ｓ ｓ ｂ ａ ｎ ｄ
一种新型交叉耦合微带滤波器的设计
一种新型交叉耦合微带滤波器的设计
一种新型交叉耦合微带滤波器的设计
曹锐;孙振鹏
【摘要】文章通过对当前一种先进微带滤波器进行等效电路分析,并进行多方位的仿真和拟合计算,最终设计出6阶高选择性微带滤波器,理论分析和全波仿真结果近似一致;该滤波器不仅尺寸小,而且通带性能好,带外抑制度高;可广泛应用于平面电路中,在MMIC、超导技术等先进电路中也有很高的使用价值.
【期刊名称】《合肥工业大学学报（自然科学版）》
【年(卷),期】2006(029)004
【总页数】4页(P444-447)
【关键词】微带滤波器;开环谐振器;耦合系数
【作者】曹锐;孙振鹏
【作者单位】华东电子工程研究所,安徽,合肥,230031;合肥工业大学,电气与自动化工程学院,安徽,合肥,230009;华东电子工程研究所,安徽,合肥,230031
【正文语种】中文
【中图分类】工业技术
第 29 卷第 4 期 2006 年 4 月合肥工业大学学报（自然科学版）JOURNAL OF HEFEi UNIVERSITY OF TECHNOLOGY Vol.29No.4Apr.2006 一种新型交叉搞合微带滤波器的设计曹锐J,2 ，孙振鹏1(1.华东电子工段研究所．安徽合肥 230031 : 2.合肥工业大学电气与自动化工程学院．安徽合肥230009)摘要：文章通过对当前一种先进微带滤波器进行等效电路分析，并进行多方位的仿真和拟合计算，敲终。
交叉耦合滤波器纵览
日益发展的蜂窝通信和个人通信系统（PCSs） 对于基站滤波器和双工器提出了新的更严格的要求。 由接收频段和发射频段带通滤波器组成的双工器可 能需要大于100dB的相互隔离，同时对于另外一侧 的衰减则没有特别要求。
双工器及其响应
交叉耦合技术可以产生非频率对称的响应。
由于它可以仅仅在需要的频段提供高衰减，其应用
PORT P=1 Z=50 Ohm
TLIN ID=TL7 Z0=K01 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
TLIN ID=TL1 Z0=K12 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
TLIN ID=TL2 Z0=K23 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
D. 容性交叉耦合的CQ结构
容性交叉耦合的CQ结构
（3）嵌套结构
问题 1： 嵌套结构中，为什么最长通路和最短通路不能 产生有限传输零点？
产生有限传输零点的条件：等幅反向 通道上经过的谐振腔（失谐状态）会对幅度 产生影响；即使最长通路和最短通路满足反向条 件，但是其幅度差距很大，无法产生传输零点。 各通路上特定的耦合值只能满足某对通路产生有 限传输零点。
1、同轴腔滤波器基本原理
2、交叉耦合的引入 3、交叉耦合原理
（1）相位关系 同轴腔滤波器等效电路如下图。
同轴腔间的耦合一般可以用串联电感等效。
远离谐振频率（通带频率）时，各元件的表
现产生了传输零点。
设S参数S21和S11的相位分别是21和11
串联电感的21逼近-90°
串联电容的21逼近-90°
PRLC ID=RLC3 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
PRLC ID=RLC4 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
一种新型小型化交叉耦合带通滤波器的设计
一种新型小型化交叉耦合带通滤波器的设计马润波;闫建国;陈新伟;闫丽云;韩丽萍【摘要】本文设计了一种基于阶跃阻抗谐振器的新型嵌入式交叉耦合带通滤波器.为使滤波器小型化,设计了两种紧凑型阶跃阻抗谐振器结构.通过研究和改善谐振器间的耦合机制,可使两种谐振器不仅形成嵌入式结构,而且缩减了馈线占据的面积,进一步减小了含馈线在内整个带通滤波器的尺寸.为验证此方法的可行性,利用滤波器综合法设计了一个中心频率为2.4 GHz,相对带宽FBW为15％的4阶交叉耦合带通滤波器,其最终设计尺寸为28 mm×20 mm(0.37 λg×0.26 λg,λg为中心频率所对应的导波波长).对该滤波器进行了仿真、加工和测试,结果表明该滤波器具有所需的广义切比雪夫特性,且互相吻合得很好.【期刊名称】《测试技术学报》【年(卷),期】2016(030)001【总页数】5页(P69-73)【关键词】阶跃阻抗谐振器;交叉耦合;带通滤波器;传输零点;小型化【作者】马润波;闫建国;陈新伟;闫丽云;韩丽萍【作者单位】山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006【正文语种】中文【中图分类】TN713+.5针对微波通信系统中小型化和高性能滤波器的设计，众多研究者提出了各种有效的方法和结构，其中平面结构滤波器由于具有结构紧凑、易于加工的特点而被广泛应用. 谐振器作为滤波器中的基本单元，对滤波器的尺寸和性能有直接影响. 例如，采用开路半波长平行耦合线作为谐振器是常见的滤波器设计方法，为克服其尺寸过大的缺陷[1]，经常将平行耦合线弯折，形成发夹型谐振器以减小尺寸是许多设计采用的方法[2]. 此外， Makimoto等学者提出了阶跃阻抗谐振器(SIR)，可以明显减小谐振器尺寸，同时还能够灵活控制第一杂散频率[3]. 文献[4]采用了改进的发夹型SIR，而且谐振器末端的耦合线部分相当于加载了一个电容，实现了进一步减小谐振器尺寸的目的.除谐振器外，滤波器的拓扑结构是影响其尺寸和性能的重要因素. 与传统的巴特沃兹和切比雪夫响应型滤波器相比，广义切比雪夫响应滤波器通过在边带和阻带内引入传输零点的方法来提高滤波器的选择性和带外抑制特性，由Cameron等学者逐渐完善了对应的广义耦合矩阵综合方法[5]，并出现了众多的交叉耦合滤波器设计方法[6-8]. 结合谐振器结构和交叉耦合设计方法，文献[9]设计了一种嵌入式的交叉耦合拓扑结构，在较大程度上减小了滤波器的尺寸.为充分满足现代通信系统对微波器件小型化越来越高的需求，本文基于发夹型阶跃阻抗谐振器和一种新颖的弯折小型化阶跃阻抗谐振器，采用嵌入式的交叉耦合拓扑结构，设计了一个中心频率为2.4 GHz，相对带宽为15%的小型化四阶交叉耦合带通滤波器，并经仿真、加工和测试验证了其性能.本文设计的带通滤波器采用了Rogers RO 4350介质基板，其相对介电常数εr=3.48，基板厚度h=0.762 mm，包含上下两层金属，下层金属为地层，上层金属为谐振器层. 图 1 给出了谐振器层所包含的4个谐振器及馈线结构.由于谐振器大小决定着滤波器的整体尺寸，本文设计了两种基于半波长SIR的小型化结构，分别对应图1中类似发夹型的谐振器1与4以及充分弯折的谐振器2和3. 在结构的具体设计中，首先考虑了以下几种方法来减小谐振器尺寸：1) 两种谐振器都采用了阶跃阻抗结构，可以减小谐振器的电长度. 考虑到后面设计的滤波器实际工作于2.4 GHz，并设定两种半波长SIR的阻抗比分别为0.81和0.88，则根据文献[10]提到的SIR特性，可得两种谐振器的物理长度均大约为31 mm；2) 对SIR谐振器进行结构弯折可以充分利用有效面积. 在谐振器总长度不变的情况下，结合CST三维电磁仿真软件，经优化和微调最终确定图1中各谐振器及50 Ω馈线的结构参数分别为：h1=10.6 mm，h2=12.72 mm，h3=1.4 mm，h4=1 mm，h5=1 mm，h6=1.4 mm，w1=0.9 mm，w2=1.14 mm，w3=0.5 mm，w4=0.8 mm，w5=1.73 mm，w6=0.4 mm，l1=4.5 mm，l2=1.5 mm，l3=9.5 mm，l4=1.5 mm，l5=5.5 mm，l6=0.3 mm，l7=0.6 mm，l8=3.45 mm；3) 谐振器2和3中间的平行耦合线间距为g，且靠近谐振器开路端具有明显的电容效应，等效为在谐振器开路端加载电容[4]，相当于增加了谐振器有效电长度，减小了物理尺寸. 在保持谐振器2和3金属总长度不变的情况下，图 2 给出了其谐振频率f随间距g的变化曲线. 可以看出，f随g的减小逐渐减小，这有利于谐振器2和3的小型化. 此处选择g=0.72 mm以实现2.4 GHz谐振.此外，在图 1 所示滤波器结构中的谐振器1与4的开路端具有较强的电场分布，它们相互之间经缝隙s14可以实现电耦合；而谐振器2和3的相邻部分具有强电流分布特点，经其间缝隙s23可实现磁耦合. 一般来讲，在利用综合法设计滤波器的过程中，电耦合系数要远小于磁耦合系数和混合耦合系数. 为了得到较小的耦合系数，就需要加大电容耦合两谐振器间的距离，从而增大滤波器的尺寸，不利于小型化. 而本文设计的谐振器1和4之间的耦合面积较小，所以很小的缝隙s14即可满足较小电耦合系数的要求.通过上述方法，谐振器2与3具有很小的尺寸，可以分别被嵌入到谐振器1和4内部. 这不仅能够充分减小整个滤波器的尺寸，而且便于实现各谐振器间的耦合.此处谐振器1与2之间、 3与4之间则通过缝隙s12实现混合电磁耦合. 与传统交叉耦合拓扑结构相比，嵌入式结构的尺寸减小约50%.更进一步，得益于尺寸非常小的谐振器2、 3，发夹型谐振器1、 4即使在分别嵌入它们之后，内部仍然具有很大空隙(如图1虚线所示). 因此，可以将谐振器1、4的中部宽度为w3的传输线向内弯折，一方面实现了空间的充分利用，另一方面可以将馈线向结构内侧牵引，这实现了对含馈线在内整个带通滤波器的充分小型化. 值得一提的是，虽然此时谐振器1的宽度为w3的传输线，与谐振器2的开路端的间距变得较近，但由于它们附近分别呈现出强磁场和强电场的特性，相互之间的耦合很小，因此谐振器1与2之间主要还是通过缝隙s12实现混合电磁耦合，谐振器3与4之间也一样. 由此可见，各谐振器间的耦合可以通过不同的缝隙独立调节，这能够减少设计的复杂性. 此外，由于谐振器1、 4向内弯折，馈电点的位置可以在不改变电路尺寸的情况下进行大范围灵活调节，这使得外品质因数Qe具有较大的可调范围，能够满足不同带宽滤波器的设计需求.本文预设交叉耦合带通滤波器的中心频率为2.4 GHz，相对带宽为15%，以此为指标按图 3 所示拓扑结构设计4阶广义切比雪夫响应滤波器，并具体由图 1 所示滤波器结构来实现. 由文献[11]可得对应的低通原型中各元件值：g1=0.959 7，g2=1.421 9，J1=-0.210 8，J2=1.117 7. 由此计算出满足该指标滤波器所需的耦合系数及外品质因数分别为耦合系数是直接影响滤波器指标及性能的重要参数. 在交叉耦合带通滤波器的设计中，为了实现传输零点，需同时满足3种类型的耦合，即电耦合、磁耦合及混合耦合. 根据文献[11]，利用弱耦合法提取谐振器间的耦合系数，若得到的特征频率分别为fa和fb，则可由此计算出图 4 是耦合系数Mij的绝对值(i,j分别代表谐振器编号，其中电耦合系数M14为负值)随对应两谐振器间距离sij的变化曲线. 可以看出，随着谐振器间的距离变大，耦合系数的绝对值逐渐减小.除耦合系数外，滤波器设计过程中另一个关键参数为外品质因数. 外品质因数的提取可利用图 5 所示拓扑结构完成，从而确定抽头的位置t. 由文献[11]可知式中：f0为谐振器的谐振频率；为反射系数s11的相位响应曲线上，相对中心频率处相位偏移±π/2 所对应频率点间的带宽. 利用上述方法可得到外品质因数Qe随t的变化曲线，具体见图 6.t值越小，抽头线越靠近谐振器的虚地位置，耦合就越弱，外品质因数Qe就越大.根据图 4 和图 6 中的曲线，可最终确定谐振器间的间距分别为s12=0.27 mm，s23=0.327 mm，s14=0.28 mm；抽头的位置t=5.22 mm.为了检验本文设计交叉耦合带通滤波器的性能，我们对综合设计出的滤波器进行了仿真、加工和测试. 图 7 为所加工的滤波器实物图，其尺寸为28 mm × 20 mm (0.37λg×0.26λg).使用矢量网络分析仪Agilent N5230A对加工滤波器的S参数进行了测量. 图 8 给出了该滤波器的仿真与测试结果的S参数曲线. 从图中可以看出仿真中心频率位于2.4 GHz处， -3 dB的通频带范围为： 2 207 MHz～2 576 MHz，相对带宽约为15.4%. 通带内的反射系数小于-14 dB，插入损耗为 0.8 dB. 测试的中心频率位于2.37 GHz处， -3 dB通频带范围为： 2 205 MHz～2 545 MHz，相对带宽约为14.5%. 通带内的反射系数小于-10 dB，插入损耗约为1.5 dB. 通带较为平坦，在2.09 GHz和 2.71 GHz 处分别有一个传输零点，从而使边缘变得更加陡峭，提高了滤波器的边缘选择特性，而带外抑制优于25 dB，这表明该滤波器具有良好的通带和阻带特性.表 1 为本文设计的滤波器与文献中设计的滤波器在尺寸及性能方面的对比，其中λg为各滤波器中心频率对应的导波波长. 可见，本文所设计滤波器在具有较小尺寸的条件下，仍然保持了较低的插入损耗，这反映了该滤波器能够满足小型化和高性能的要求，本文提出的滤波器结构具有较小的尺寸和较低的插入损耗.本文利用滤波器综合法设计了一个中心频率为2.4 GHz，相对带宽FBW为15%的小型化4阶平面交叉耦合带通滤波器. 为使滤波器小型化，设计了两种紧凑型阶跃阻抗谐振器结构. 通过研究和改善谐振器间的耦合机制，两种谐振器不仅可实现嵌入式结构，而且能把馈线向结构内侧牵引，进一步实现了含馈线在内整个带通滤波器的小型化. 滤波器最终尺寸为28 mm×20 mm(0.37λg× 0.26λg)，且具有结构简单，易于加工的特点. 对该滤波器进行加工测试，实测结果和仿真结果基本吻合，结果表明该设计具有较低插入损耗及良好的边缘选择性和带外抑制特性，能够满足现代通信系统对小型化高性能滤波器的要求.【相关文献】[1] Cohn S B. 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交叉耦合带通滤波器
大学课程设计任务书注：1.课程设计完成后，学生提交的归档文件应按照：封面—任务书—说明书—图纸的顺序进行装订上交（大张图纸不必装订）2.可根据实际内容需要续表，但应保持原格式不变。
指导教师签名：日期：前言 (1)一、背景知识 (2)1、滤波器的发展 (2)2、微波滤波器的应用 (2)3、交叉耦合滤波器提出与发展 (3)二、交叉耦合带通滤波器设计原理 (4)1、交叉耦合滤波器的设计思路 (4)2、新型耦合开环结构 (5)3、交叉耦合滤波器的设计 (6)三、仿真步骤 (9)1、建立新工程 (9)2、设置求解类型 (9)3. 设置模型单位 (10)4、建立滤波器模型 (10)5、创建端口 (19)6、创建Air (20)7、设置边界条件 (20)8、为该问题设置求解频率及扫频范围 (22)9、优化仿真 (23)10、保存工程 (24)11、后处理操作 (25)四、设计总结 (25)参考文献 (27)前言微波滤波器是微波系统中重要元件之一，它用来分离或者组合各种不同频率信号的重要元件。
在微波中继通信、卫信通信、雷达技术、电子对抗及微波测量中，具有广泛的应用。
众所周知，滤波器的设计在低频电路中是用集总参数元件（电感L和电容C）构成的谐振回路来实现。
但当频率高达300Mhz以上时，低频下的集总参数的LC谐振回路已不再适用了。
这一方面由于当回路的线性尺寸和电磁波的波长可以比拟时，辐射相当显著，谐振回路的品质因数大大下降，因而必须采用分布参数的微波滤波器。
任何一个微波系统都是由各种各样的微波器件、有源电路和传输线等组成的。
微波元件种类很多。
按传输线类型可分为波导式、同轴式和微带式等；按功能可分为连接元件、终端元件、匹配元件、衰减元件、相移元件、分路元件、波型变换元件、滤波元件等；按变换性质可分为互易元件、非互易元件和非线性元件等。
本文正是根据微波滤波器的特性设计一种微带交叉耦合带通滤波器，要求其小型化、频段规则性高、边缘陡峭，可用于小型化天线系统。
一种小型化交叉耦合微带带通滤波器的设计
现代电子技术Modern Electronics Technique2023年11月1日第46卷第21期Nov. 2023Vol. 46 No. 210 引 言在现代无线通信技术的不断发展下，频谱资源显得越发拥挤、终端系统也呈现小型化趋势。
这使得对射频前端系统的小型化、集成化提出了新的要求。
而滤波器作为具有选频功能的器件，一直是无线通信系统中至关重要的部分[1]。
其尺寸直接影响整机的大小，是否具备较好的选择性则直接正比于能否以更高效率利用频谱。
这就对滤波器的尺寸与性能提出了新的要求，需要在尺寸小的同时保持良好的性能。
基于此，如何设计具备小尺寸，同时性能良好的滤波器成为了广大学者关注的命题。
交叉耦合通过非相邻谐振器间进行耦合，从而在带外产生传输零点以提升带外性能。
对此，通过引入交叉耦合并对滤波器版图合理布局，设计了一款六阶交叉耦合带通滤波器。
通过各学者不断地进行研究开拓，在材料、工艺、结构上均有突破。
文献[2⁃3]总结介绍了LTCC 技术、左手材料、双通带滤波器等，而在结构上介绍了DGS 结构（缺陷接地结构）、Slow⁃Wave 结构（慢波结构）、分形结构等。
文献[4]通过IPD （集成无源电路）工艺，在硅基上设计了一款小型S 波段带通滤波器，尺寸为1.5 mm ×1 mm 。
同样是IPD 工艺，文献[5]则通过构建集总参数的方式在GaAs 基底上设计了一款5G 频段的带通滤波器，其尺寸为1.2 mm ×0.9 mm 。
文献[6⁃7]通过合理对滤波器版图布局的方式，设计了两款Ku 频段的小型化滤波器，其中Ku 频段梳状线形式的滤波器尺寸为2.4 mm ×2.1 mm ，Ku 频段发夹型滤波器尺寸则为2.6 mm ×2.5 mm 。
文献[8]提出了一种混合电磁交叉耦合结构，在三阶交叉耦合滤一种小型化交叉耦合微带带通滤波器的设计杨新宇（中国西南电子技术研究所， 四川 成都 610036）摘 要： 在现代通信技术的不断发展下，要求射频滤波器尺寸更小、性能更佳。
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交叉耦合滤波器总览
1、同轴腔滤波器基本原理 2、交叉耦合的引入 3、交叉耦合原理
同轴腔的耦合
同轴腔容性耦合
同轴腔感性耦合
同轴腔混合耦合
腔间耦合既有磁性成分，也有电性成分； 两者异相，总的耦合等于磁耦合减去电耦合； 开路端调谐螺钉，增加耦合强度（磁耦合增加，电 耦合减小，总耦合增加）； 短路端退耦合墙，减小耦合强度（减小磁耦合）
问题 2： 同轴腔体之间感性耦合的其他形式
环路垂直磁场，感性耦合
问题 3： 注意分布参数的影响
结束语
谢谢大家聆听！！！
45
（3）嵌套结构
问题 1： 嵌套结构中，为什么最长通路和最短通路不能
产生有限传输零点？
产生有限传输零点的条件：等幅反向
通道上经过的谐振腔（失谐状态）会对幅度 产生影响；即使最长通路和最短通路满足反向条 件，但是其幅度差距很大，无法产生传输零点。 各通路上特定的耦合值只能满足某对通路产生有 限传输零点。
交叉耦合滤波器总览
1、同轴腔滤波器基本原理 2、交叉耦合的引入 3、交叉耦合原理
日益发展的蜂窝通信和个人通信系统（PCSs） 对于基站滤波器和双工器提出了新的更严格的要求。 由接收频段和发射频段带通滤波器组成的双工器可 能需要大于100dB的相互隔离，同时对于另外一侧 的衰减则没有特别要求。
双工器及其响应
现产生了传输零点。
设S参数S21和S11的相位分别是 21和 11
串联电感的 21逼近-90° 串联电容的 21逼近-90°
同轴腔等效并联谐振回路的 21关系（远离 谐振频率）
（2）多耦合线路 A. 感性交叉耦合的CT结构
• 通道1：1-2-3; 通道2：1-3 • 腔体1和3为公共点，相移可不计 • 感性耦合相移-90° • 腔体2的相移，要考虑通带低端和高端
PRLC ID=RLC3 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL4 Z0=K45 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PRLC ID=RLC4 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL5 Z0=K56 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PORT P=1 Z=50 Ohm
TLIN
K56=K01
ID=TL7
Z0=K01 Ohm
EL=90 Deg
F0=_FREQ/1E6 MHz
PRLC ID=RLC5 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL1 Z0=K12 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
C. 感性交叉耦合的CQ结构
感性交叉耦合的CQ结构
• 上述感性交叉耦合的CQ结构同轴腔，无法产生有限传输 零点；
• 虽然没有实频率零点，但是可以产生虚频率零点； • 虚频率零点可以改善通带时延的平坦度，多用于超线性 系统中放大器前端
• 对通带插耗平坦度也有影响。
D. 容性交叉耦合的CQ结构
容性交叉耦合的CQ结构
PRLC ID=RLC1 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL2 Z0=K23 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PRLC ID=RLC2 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL3 Z0=K34 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PORT P=2 Z=50 Ohm
0 -20 -40 -60 -80
239
Graph 1
249
259
Frequency (MHz)
269
274
交叉耦合滤波器总览
1、同轴腔滤波器基本原理 2、交叉耦合的引入 3、交叉耦合原理
（1）相位关系 同轴腔滤波器等效电路如下图。 同轴腔间的耦合一般可以用串联电感等效。 远离谐振频率（通带频率）时，各元件的表
PRLC ID=RLC2 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL3 Z0=K34 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PRLC ID=RLC3 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL4 Z0=K45 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
交叉耦合技术可以产生非频率对称的响应。 由于它可以仅仅在需要的频段提供高衰减，其应用 越来越广泛。 • 高衰减 • 可非对称 • 代价较小
交叉耦合可以减少为了满足带外衰减而需要的 谐振腔的数量，同时，减小插入损耗、尺寸和加工 造价等；然而，其增加了拓扑结构的复杂度，也可 能增加滤波器调试的时间等。
PORT P=2 Z=50 Ohm
0 -20 -40 -60 -80
240
Graph 1
250
260
Frequency (MHz)
270 273
TLIN ID=TL5 Z0=K14 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PORT P=1 Z=50 Ohm
TLIN ID=TL7 Z0=K01 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PRLC ID=RLC5 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL1 Z0=K12 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
PRLC ID=RLC1 R=R1 Ohm L=L1 nH C=C1 pF
TLIN ID=TL2 Z0=K23 Ohm EL=90 Deg F0=_FREQ/1E6 MHz
• 在通带低端，同相；在通带高端，异相； • 准确的180°相位差在2030MHz； • 近似方向区域为2020-2040MHz； • 1-3之间的耦合加强，传输零点接近通带移动； 耦合减弱，其远离通带；
• CT结构只增加耦合，没有增加其他代价。
B. 容性交叉耦合的CT结构
容性交叉耦合的CT结构