微带单极子
移动通信期末论文
题 目：基于HFSS的微带单极子“美化”天线
姓 名： 欧阳倩
学 号：20131060189
序 号： 33号
专 业： 通信工程
指导老师： 申东娅
2016年6月30日
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基于HFSS的微带单极子“美化”天线
摘要
单极子天线或称为直立天线是垂直于地面或导电平面架设的天线，已广泛应用
于长、中、短波及超短波波段。半波偶极子天线和单极子天线是迄今为止应用较广
泛的天线。这类天线所需成本极低，而且结构和加工都很简易，是目前为止众多学
者的研究方向。本文首先介绍了微带单极子天线的基本原理及其结构，然后利用
HFSS12.0仿真软件以矩形为基本图形对微带单极子天线进行了仿真与美化。通过观
察S参数图，确定了天线大致的谐振点和带宽，研究天线的性能与激励端口尺寸之
间的关系，还研究了天线接地面面积与天线性能之间的关系，并找出最佳参数，设
计出符合要求，性能完好的超宽带“美化”天线。
关键词：天线 微带单极子天线HFSS美化天线
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第一章引言
单极子天线十几年发展迅速，随着其技术的改进，使得单极子天线在实际生活
中应用越来越广。
目前，为了满足现在通讯设备，科研和天线的朝向几个方面发展，即，体积小，
宽带和多波段操作，只能控制模式的需求。单极子天线因其辐射能力强、波长短、
高度低、结构简单、易于使用、携带方便、牢固可靠，常被用于制作无线局域网的
天线系统。单极子天线不算天线家族的鼻祖，事实上，它产生于水平天线之后。由
于水平天线的长波和中波波段，波长较长，天线的架设高度受到限制，受地面的影
响，天线的辐射能力弱，而且在此波段主要采取地面传播，造成水平极化波的衰减
远大于垂直极化波。为了解决上面的问题人们在长波与中波波段主要适用垂直地面
的直立天线，即单极子天线。
所谓“美化天线”，也可称为“伪装天线”，即在不增大传播损耗的情况下，
通过各种手段对天线的外表进行伪装、修饰来达到美化的目的，既美化了城市的视
觉环境，也减少了居民对无线电磁环境的恐惧和抵触，同时也延长了天线的使用寿
限，保证通信的质量。
第二章 HFSS软件仿真
3.2 仿真部分
3.1 设计要求
在所给附录参考图样中，选择一个图样，或类似、或变形的图样，主要在10GHz
以下频段，设计一个微带单极子“美化”天线。微带厚度 1.6mm, 介电常数 4.4。
3.2原始模型
这个美化天线的初始方向是一个机器人，其身体构造大体分为4个矩形，将四
个大矩形连接合并之后进行了简单的修饰加工，总体效果如下：
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原始模型结果分析：
由上面结果分析可看出：该模型有两个谐振点，分别是2.55GHZ和6.69GHZ，
2.55GHZ的带宽为0.56GHZ，而6.69GHZ性能太低，没有10dB带宽。
3.4第一次“美化”
对原始模型进行外表的简单装饰和改进，例如：加上机器人的口袋、领带、嘴
唇以及身体尺寸的改进。美化后的模型图如下：
第一次“美化”结果分析：
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由上图可看出：该模型有三个谐振点，其中第一个谐振点为2.45GHZ，带宽为
0.302GHZ，相对原始模型来说带宽减小了。
3.5第二次“美化”
由于第一次“美化”后，模型的带宽变小，这次我尝试将接地面的尺寸增大，
修改后的模型如下：
第二次“美化”结果分析：
由上图可看出：美化后的天线谐振点减少了，3.73GHZ处的带宽为0.41GHZ。
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3.6第三次“美化”
本次修改了激励端口的尺寸，修改后的模型如下：
第三次“美化”结果分析：
由上图可以看出：修改之后的模型有两个谐振点，分别为：3.05GHZ和7.05GHZ，
其中7.05GHZ谐振时的带宽为1.367GHZ，相对之前模型带宽有了很大改进。
3.7 最终模型
根据之前几次“美化”，发现激励端口的尺寸改变对于天线带宽影响很大，所
以就激励端口这一参数进行修改比较：
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由上图对比可看出：当S（激励端口长度）=4.5mm时，性能最好，共有3个谐
振点，带宽最大可达5.1448GHZ（8.3264GHZ-3.1816GHZ）。
考虑到接地面对于天线性能也有影响，所以也分析了接地面参数变化对于天线
性能变化的影响：
分析上图可知：当D（接地面）=11mm时，天线性能最好，最大带宽可以达到
4.88GHZ（8.1803GHZ-3.2973GHZ）
综合考虑以上参数，选择了相对最优解[3]，所以确定最终模型如下：
其结果图为：
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最终模型有两个频带，最大带宽为4.95GHZ(8.22GHZ-3.27GHZ)。
第四章 结束语
本文首先介绍了微带单极子天线的基本原理及其结构，然后利用HFSS12.0仿
真软件对微带单极子天线进行了仿真与美化。通过观察S参数图，确定了天线大致
的谐振点和带宽，研究天线的性能与激励端口尺寸之间的关系，还研究了天线接地
面面积与天线性能之间的关系，并找出最佳参数，设计出符合要求，性能完好的超
宽带“美化”天线。本篇论文主要介绍了微带单极子天线的基本原理和结构，并利
用HFSS仿真软件进行简单的微带双频单极子天线的设计及“美化”以及性能仿真。
通过本次实验，了解到了微带单极子天线的基本原理与性能，通过自己设计天
线也从中更加了解了天线的原理和结构，同时对于仿真软件HFSS的使用也更上了
一个层次，“美化”天线的设计过程也充满乐趣，寓教于乐。不过由于时间关系，
以及自身知识水平有限，该天线还是不完美的，仍然存在问题，虽然通过控制变量
法摸索确定了一个比较完美的参数设定，但是多个参数结合起来效果仍然差强人意，
虽然结果不完美，但是锻炼了自己独立解决问题的能力，实验作品中存在的不完善
之处，敬请指正批评。
参考文献
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社,2011.8:68-128.
[2] 钟顺时.《微带天线理论与应用》[M].西安电子科技大学出版社,1991
[3]段宝岩.《天线结构分析、优化与测量》[A]，西安电子科技大学出版社，
1998
新型EBG光子晶体结构UWB天线
新型EBG光子晶体结构UWB天线0 引言超宽带(Ultra Wide Band, UWB)无线通信技术有着高带宽、低功耗、低复杂度等优点,因此其成为目前短距离无线通信的热点之一。
UWB 通信系统的天线必须具有体积小、宽带宽、全向覆盖等特点。
而一般将比带宽不小于10∶1 的天线,称为UWB 天线。
UWB 天线随着高速电子集成电路的快速发展,为适应小型集成化的需求,超宽带平面天线的研究与应用也渐渐称为研究热点。
2002 年美国联邦通信委员会(FCC)批准将3.1～10.6GHz 频段划作UWB 技术的商业应用频段,将广泛应用于新兴短程通信中。
UWB 技术规定的室内UWB 通信的实际频谱比带宽最高频率fu 与最低频率fl 之比,即fu/fl 为3.42∶1;同时规定对中心频率大于2.5GHz的UWB 系统需要拥有至少-10dB 的500MHz 带宽,而对中心频率低于2.5GHz 的UWB 系统,带宽至少应达到20%. 目前已研究了不少新型的UWB 天线,新型平面印刷单极子天线[1~3]不需要另加与之垂直的地板,其辐射UWB 与地板在一个介质面上,中间通过CPW 进行馈电。
采用宽缝隙结构UWB 天线[4]则是由最早出现的渐变式缝隙结构发展为现在的边射式宽带印刷缝隙结构,工作带宽可达到2～10 GHz.在工作频带内具有良好的近似全向辐射特性,因此,是具有实用价值的UWB 天线。
电磁带隙结构简称EBG（Electromagnetic Band-gap）光子晶体结构，它是由光子晶体应用于微波波段产生的一种称谓。
它们都是周期性介质结构，光子晶体在这种介质结构传播时，周期性势场造成的能量分级而出现禁带，对光子来说他的能量与频率的平方成正比，禁带意味着禁止某频段光子在其中传播。
这种特性称为光子带隙。
同样在电磁带隙结构中，由于电子和光子都满足薛定谔和麦克斯韦方程组，它们的同源性使得原子核周期性的势场同样会造成电子能量的分散，也表现为通带或者禁带。
RF社区精选2013.5月下：特邀《HFSS天线设计》作者李明洋老师指导网友学习HFSS;跳槽涨薪的六大秘诀
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每一章最前面有一些本章天线的理论分析，不是很全面。
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今天我们讨论一下微带馈线的变化为微带天线的影响… 阅读全文#经验分享#一个关于计算传输线长度容易犯得错误jakill对着射频电路设计，理论与应用看史密斯图圆那一张，计算容性电抗需要的开路传输线长度时，有这么一个题目：一个工作在3Ghz终端开路的50Ω传输线，想速度为光速的77%，求形成2pF电容器的传输线的长度。
...阅读全文#深度分析#"功放VBW"定义yunqingxi最近在看论坛的时候，发现“功放VBW ”这个概念，查了些资料，各有各的说法，有些地方说是功放的工作带宽，个人觉得不是很确切，也有说是用双音信号测试得到的交调开始急剧恶化时的双音间隔。
在功放调试时怎样调节漏极偏置改善功放VBW？...阅读全文#技术讨论#微带贴片天线实现圆极化分离简并模切角的一些计算方法woaiziyou用微带天线产生圆极化波的关键时产生两个极化方向正交的，幅度相等的，相位相差90°的线极化波。
2.45 GHz 与5.8 GHz 双频柔性天线的设计
2.45 GHz 与5.8 GHz 双频柔性天线的设计许德成;郭小辉;田小建;刘微;高永慧【摘要】We gave topology and preparation process of a 2.45 GHz and 5.8 GHz flexible wearable monopole dual-band antenna based on polydimethylsiloxane (PDMS)flexible substrate and organo-silicone conductive silver adhesive.The structure of the flexible dual-band antenna was optimized and the performances of the antenna were characterized.The results show that the experimental results are in good agreement with simulation results.The return losses of the dual-band antenna at the center frequency of 2.45 GHz and 5.8 GHz are -26 dB and -28 dB,respectively.%基于聚二甲基硅氧烷(PDMS)柔性基体和有机硅导电银胶，给出柔性双频微带天线的拓扑结构及制备2.45 GHz 与5.8 GHz 柔性可穿戴单极子双频天线流程，并优化天线结构，对天线性能进行实测表征.结果表明，仿真与实测结果基本一致，双频天线在中心频率2.45 GHz 和5.8 GHz 处的回波损耗分别为-26 dB 和-28 dB.【期刊名称】《吉林大学学报（理学版）》【年(卷),期】2016(054)006【总页数】5页(P1413-1417)【关键词】柔性天线;双频;可穿戴;导电银胶;聚二甲基硅氧烷(PDMS)【作者】许德成;郭小辉;田小建;刘微;高永慧【作者单位】吉林大学电子科学与工程学院，长春 130012; 吉林师范大学信息技术学院，吉林四平 136000;合肥工业大学电子科学与应用物理学院，合肥230009;吉林大学电子科学与工程学院，长春 130012;吉林师范大学信息技术学院，吉林四平 136000;吉林师范大学信息技术学院，吉林四平 136000【正文语种】中文【中图分类】TN82随着无线通信技术和可穿戴传感技术的快速发展,使人体中心无线网络逐渐成为一种新兴产业[1],可穿戴电子设备在医疗监护[2-3]、军事[4]、体育训练[5-6]等领域应用广泛. 柔性可穿戴天线是一种可集成于人体衣物中的天线类型,具有低剖面、便于携带以及易于共形等特点. 导电织物[7]、纳米打印[8-9]、石墨烯[10]等材料已应用于新型天线的设计与研究中. 文献[11]基于毛毡和铜箔提出了一种能与服装完全共形的柔性微带天线,经测试验证可满足穿戴系统无线通信的需求,但铜箔与基体之间不易实现紧密黏接,且在穿戴过程中经反复折叠易出现裂纹等弊端. 文献[12]利用三维织物制备出一种可灵活集成于衣物的柔性可穿戴四元天线阵,由于天线辐射贴片与接地面均采用导电织物,因此其表面较粗糙且交叉结构导致电阻率降低,天线增益存在较大损耗.无线局域网(WLAN)因其低成本、网络组建灵活以及扩展能力强等优势,在无线通信领域中应用广泛. 为进一步提升天线辐射贴片和接地平面的电导率,满足可穿戴设备无线通信的需求,本文基于有机硅导电银胶和聚二甲基硅氧烷(PDMS)柔性基体设计并制备一种2.45 GHz和5.8 GHz的双频微带柔性可穿戴天线. 以有机硅导电银胶为辐射贴片/接地平面,PDMS为柔性基体,通过3D打印技术及流体成型技术,即可制备满足WLAN通信系统的要求.1.1 天线结构设计微带天线具有体积小、低剖面、结构紧凑以及易于集成等优点[13-16],为满足可穿戴无线通信系统对柔性天线的需求,本文基于有机硅导电银胶和PDMS柔性基体研制一种新型柔性天线,即2.45 GHz和5.8 GHz双频微带柔性可穿戴天线,其拓扑结构如图1所示,其中柔性介质基体PDMS购于美国道康宁Sylgard®184公司,其介电常数εr=2.65,损耗角tan δ=0.02,位于PDMS基体两面作为辐射贴片和接地平面的有机硅导电银胶YC-02购于南京喜力特胶黏剂有限公司.根据天线中心频率与介质属性估算1/4波长单极子天线的长度,并通过高频结构仿真软件(HFSS)对双频天线结构进行优化,其优化的天线尺寸参数见图1.1.2 柔性天线制备柔性双频微带天线的制备流程如图2所示. 基于3D打印技术和流体成型技术,首先,利用3D打印机(Replicator 2X型,精度100 μm,美国Makerbot公司)制备所需天线模具,将YC-02有机硅橡胶按固定比例均匀搅拌后注入辐射贴片凹槽内固化成型. 其次,将PDMS按固化比例用磁力搅拌机(FDWTC-D型,上海复旦天欣科教仪器有限公司)均匀搅拌后注入柔性基体模具,并于真空干燥箱(DZF-6021型,上海索普仪器有限公司)中抽真空,除去PDMS搅拌时混入的气泡,固化后脱模成型. 接地平面的制备方法类似,将接地平面与PDMS基地底面组装即可获得柔性双频微带天线样品,通过环氧型导电银胶(YC-01,南京喜力特胶黏剂有限公司)将SMA插座与馈电面连接以备天线性能表征.柔性可穿戴双频微带天线的实物如图3所示. 由图3可见,该新型双频微带天线的柔性较好,满足穿戴舒适度的要求. 为进一步降低其电阻率,对固化后的有机硅导电银胶薄膜进行压缩处理,使得银纳米颗粒之间更紧密. 利用SU8020型场发射扫描电子显微镜(日本日立公司)与DMM-200C型金相电子显微镜(上海蔡康光学仪器有限公司)表征有机硅导电银胶,并用4200-SCS型半导体特征分析系统(美国吉时利公司)测试其I-V特性. 结果分别如图4和图5所示.由图4可见,有机硅导电银胶固化后的表面较平滑,且各导电银颗粒之间均匀连接,在物理结构层面为高导电性提供了条件. 由图5可见,I-V特性曲线具有较好的重复性,其电阻率为10-4～10-3 Ω·mm.利用电磁仿真软件(HFSS)对柔性双频微带天线进行性能仿真优化,并制备天线样品,使用矢量网络分析仪(ZNB8型,德国Rohde & Schwarz公司)测试双频天线的特性. 柔性双频微带天线的回波损耗仿真与实测结果如图6所示. 由图6可见,在中心频率2.45 GHz和5.8 GHz处的回波损耗分别为-26 dB和-28 dB,满足工程要求.柔性双频微带天线驻波比的仿真与实测对比结果如图7所示. 由图7可见,在中心频率2.45 GHz和5.8 GHz处的电压驻波比(SWR)分别为1.5和1.8,仿真值均低于1.2,经参数优化后达到良好的阻抗匹配效果. 为进一步验证双频微带天线在弯曲状态下仍可满足通信要求,建立柔性双频微带天线弯曲状态下的仿真模型,选取弯曲半径R=40 mm,分别沿x轴和y轴弯曲,其回波损耗仿真结果如图8所示. 由图8可见,当柔性双频微带天线沿x轴(y轴)弯曲时,其中频频率会沿低频方向发生轻微偏移,但仍能满足工程应用需求.天线方向图是表征天线辐射特性与空间角度关系的图形[17],为验证柔性双频微带可穿戴天线在2.45 GHz和5.8 GHz中心频率的辐射特性,利用图9中所示的暗室对该柔性双频微带可穿戴天线进行远场参数测试,每隔1°由天线测试系统记录一次. 图10为2.45 GHz和5.8 GHz柔性天线的仿真与实测辐射方向图. 由图10可见,其xz与yz平面的方向图仿真结果与实测结果基本一致.综上,本文分别以PDMS和有机硅导电银胶为柔性基体与导电辐射贴片,给出了2.45 GHz与5.8 GHz柔性可穿戴双频天线的拓扑结构及优化后的尺寸参数,并基于3D打印技术制备了柔性双频天线. 通过对天线性能进行实测表征,分析了弯曲状态下回波损耗的变化特点. 结果表明,在中心频率2.45 GHz和5.8 GHz处的回波损耗分别为-26 dB和-28 dB,其驻波比、辐射方向图与仿真结果基本一致.【相关文献】[1] Kamardin K,Rahim M K A,Hall P S,et al. 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一种小型化超短波单极子天线设计
Ｄｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｏ ｆ ａ ｓ ｍａ ｌ ｌ ｕ ｌ ｔ ｒ ａ ・ ｓ ｈ ｏ ｒ ｔ ｗａ ｖ ｅ ｍｏ ｎ ｏ ｐ ｏ ｌ ｅ ａ ｎ ｔ ｅ ｎ ｎ ａ
Ｌ Ｉ Ａ Ｎ Ｈ ｕ ａ ，Ｇ ＵＯ Ｑ ｉ ｎ ｇ － ｇ ｏ ｎ ｇ
（ Ｃ ｏ ｌ ｌ ｅ ｇ ｅ ｏ ｆ Ｅｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ ｉ ｃ ｓ ａ ｎ ｄ Ｉ ｎ ｆ ｏ ｒ ｍａ ｔ ｉ ｏ ｎ Ｅ ｎ ｇ ｉ ｎ ｅ ｅ ｒ ｉ ｎ ｇ ，Ｓ ｉ ｃ ｈ ｕ ａ ｎ Ｕｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ，Ｃ ｈ ｅ ｎ ｇ ｄ ｕ Ｓ ｉ ｃ ｈ ｕ ａ ｎ ６ １ ０ ０ ６ ４， Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ） Ａｂ ｓ ｔ ｒ ａ ｃ ｔ ： Ｔｈ ｅ ｕ ｌ ｔ ｒ ａ － ｓ ｈ ｏ ｒ ｔ ｗａ ｖ ｅ ａ ｎ ｔ ｅ ｎ ｎ ａ ｓ ａ ｒ ｅ ｗｉ ｄ ｅ ｌ ｙ ｕｓ ｅ ｄ ｉ ｎ ｓ ｈ ｉ ｐ ｓ ａ ｎ ｄ ａ ｉ ｒ ｃ ｒ ａ ｆ ｔ ． Ｔｈ ｅ ｍｉ ｎ ｉ ａ ｔ ｕ ｒ ｉ ｚ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｏ ｆ
线 实物并测量 ，实测天 线参数 与仿真参数 吻合较好 ，达到 了设计 目标。 关键 词 ：集总加载 ；单极子 天线 ；宽带 匹配 网络 ；遗传 算法
中图分类号 ：Ｔ Ｎ８ ２ ２ ． ４ 文 献 标 识 码 ：Ａ ｄ ｏ ｉ ：ｌ ０ ． １ １ ８ ０ ５ ／ ＴＫＹＤＡ ２ ０ 】 ３ ０ ３ ． ０ ４ｌ ６
进 一 步减 小 了天 线的长度 ；采用 Ｍ ａ ｔ ｌ ａ ｂ和 Ｈ Ｆ Ｓ Ｓ软件联 合仿真 ，并运用遗传 算 法优 化计算全部 集
总元件 的具体数值 。天 线在 １ ０ ０ ＭＨ ｚ ～ ４ ０ ０ ＭＨ ｚ频 段 范 围 内的 驻 波 系 数 Ｖ Ｓ ＷＲ （ 电 压 驻 波 比） 小于 ３ ， 水 平 方 向全 向辐 射 。 天 线 和 匹配 网 络 总 的 物 理 长 度 仅 为 ２ ５ ５ ｔ ｉ ｒ ｍ， 实 现 了小 型 化 的 要 求 。 制 作 了天
超宽带穿墙雷达天线研究与设计
摘要摘要穿墙雷达系统能对不透明障碍物等复杂环境下的生命迹象进行探测和定位，在城市恐怖袭击绑架和消防救援等活动中具有非常重要的作用和意义。
冲激体制的穿墙雷达是一款具有集穿透性强、抗干扰能力强、隐蔽性能好、距离向分辨率高等优点的探测能力比较优秀的穿墙雷达。
而天线作为穿墙雷达系统中重要的组成部分，天线的好坏直接影响雷达系统的性能，因此设计一款性能较佳的天线是非常重要的，而这也是本设计的目标。
本设计的工作和内容主要包括以下几个部分：首先，简要分析和概述了穿墙雷达系统的背景以及其实际应用意义，调研和分析了国内外研究现状和发展。
研究和分析了1GHz~10GHz频段信号对各种墙体穿透能力，以及结合系统体积、雷达信号波形和冲激体制最终确定以1.5GHz~4.5 GHz频段的高斯脉冲加载3GHz正弦波信号作为穿墙雷达信号。
然后对穿墙雷达信号频段进行分析知其为超宽带信号。
分析出适合此类穿墙雷达的天线主要为宽带微带型天线和超宽带天线。
简单介绍微带天线扩展带宽的方法并介绍和对比几种超宽带天线，最终确定带渐变槽的单极子天线和Vivaldi天线作为该系统的终点研究方向。
因而进行概述Vivaldi天线的原理、发展和馈电结构、为本文的设计作铺垫。
其次，设计了一款适合穿墙雷达的天线带渐变槽的单极子天线，详细阐述了该天线的设计过程并对其进行分析。
该天线有一个优点就是体积小它的体积是后面设计的Vivaldi天线的体积的50%，而且带渐变槽的单极子天线的高频特性非常好达到了11GHz。
并且通过分析其时域特性，表明其具有良好的时域特性。
最后，从Vivaldi天线的结构到设计给出了详细分析和计算。
设计主要包括馈电结构和槽线渐变辐射器的计算和设计。
然后对天线整体性能进行描述并分析其仿真和测试结果。
主要包括频域的回波损耗、辐射方向图以及峰值增益和时域的辐射波形、振铃现象、时域方向图以及保真系数等方面的分析。
通过比较这两款天线性能，最终选择Vivaldi天线作为穿墙雷达系统的收发天线。
小型宽带微带天线的设计研究
小型宽带微带天线的设计研究谢泽会;王玉琴;郝双洋;赵红梅【摘要】针对移动通信终端小型化、集成化的发展趋势,本文提出一种中心频率为7.3 GHz的小尺寸宽频带天线.基于微带天线理论及单极天线的典型结构,改变三维结构、平面形状及介质的宽度,设计出一种新型的小型天线.考虑到影响天线特性的相关因素,利用HFSS11软件进行仿真优化,结果表明,该天线大小仅为16 mm×17 mm,绝对带宽可达3.2 GHz(S11＜-10 dB),远远超过了500 MHz.为一宽带小型天线.%In consideration of the miniaturization and integration of development tendency for mobile communications terminations, this paper presents an antennas with miniaturiation and wide-band. Based on theory about microstrip and typical structure of monopole antennas, the antennas is designed that can change the three-dimensional structure into a plane structure and the length of the dielectric slab. The experiments show that the antennas is a kind of wide-band antennas with size 16 mmx17 mm and an absolute frequency bandwith for 3.2 GHz(Sn<-10 dB).【期刊名称】《电信科学》【年(卷),期】2012(028)002【总页数】3页(P79-81)【关键词】单极天线;三维结构;HFSS1l;宽带【作者】谢泽会;王玉琴;郝双洋;赵红梅【作者单位】郑州轻工业学院电气信息工程学院郑州450002;郑州大学教育技术中心郑州450001;中国联合网络通信有限公司河南分公司郑州450045;郑州轻工业学院电气信息工程学院郑州450002【正文语种】中文1 引言随着无线通信技术的发展和电子产品应用的普及，对天线提出了更高的要求，主要体现在频带的范围更广，体积更小，便于安装、架设和携带，同时具有较高的效率。
一种用于WLAN的双频反C形CPW馈电天线
一种用于WLAN的双频反C形CPW馈电天线
摘要：提出了一种新颖的由共面波导（CPW）馈电的单极子双频天线。
天线可分别在2．5 GHz和5．5GHz频率上谐振。
该天线由一个反C型单极子组成，如同一个缺了一角的环形单极子，结构简单。
利用HFSS仿真得到的-10dB阻抗带宽分别为低频部分10．4％（2．35～2．61 GHz），高频部分27．8％（4．96～6．46 GHz），能够满足无线局域网（WLAN）的需要。
同时天线的体积较小可以降低成本。
关键词：CPW；双频；反C型单极子；WLAN
近年来，随着无线局域网（WLAN）的广泛应用，人们随时随地都可以享受到便捷的无线通信。
为了更大程度地满足用户的需求，新的无线局域网（WLAN）必须覆盖2．4 GHz（2．4～2．484 GHz）、5．2 GHz （5．15～5．35 GHz）和5．8 GHz（5．725～5．825 GHz）这儿个频段，这对天线工程师提出了新的要求。
国内外已绎对此进行了大量研究。
文献提出了一种半U型开槽叠层宽带做带天线。
这种天线结构简单并可覆盖5．2 GHz和5．8 GHz的频带，但无法满足IEEE802．11h在2．4 GHz频段上使用要求。
而利用共面波导馈电的终端开路的矩形环单极子天线同样是结构简单，但在5．8GHz的频段上有所不足。
文献提出了一种E形微带贴片和一个偶极子组成的天线。
该天线虽然可以在两个频段内工作，但在2．4 GHz的。
一种基于FDTD的简单有效的天线阻抗计算方法
一种基于FDTD 的简单有效的天线阻抗计算方法李朝伟，吕善伟（北京航空航天大学电子工程系，北京100083）摘要：本文从有源区的软激励时Yee 差分方程出发，推导了一种适用于理想的间隙激励（!-gap source ）和探针激励的天线输入阻抗新的计算公式，该方法简洁、有效，公式物理意义明确，能够有效地消除硬激励（hard source ）.计算天线阻抗时，在频率很低接近零时阻抗值的严重失真，使得应用时域有限差分法计算天线输入阻抗变得更加快捷适用.最后，本文应用该方法分别计算了一个单极子天线和同轴馈电的微带天线，单极子天线的计算结果和前人的计算结果吻合得很好，并且消除了频率接近零时以前计算结果的严重失真，微带天线和已有软件的计算结果进行了比较，得到了满意的结果.关键词：时域有限差分法；天线阻抗；单极子天线阻抗；微带天线阻抗中图分类号：TM15文献标识码：A文章编号：0372-2112（2001）12-1635-03FDTD Calculation of Antenna lmpedance by a Simple and Efficient MethodLI Chao-wei ，LU Shan-wei（Bei ing Uniuersity of Aeronautics and Astronautics ，Bei ing 100083，China ）Abstract ：A new formula ，which is based on !-gap and probe sources ，to calculate the antenna input impedance using the FDTD method is derived from Yee ’s difference eguation.It is very simple and efficient ，and reduces the errors of antenna impedance at the low freguencies near zero.The method makes it easy to calculate antenna input impedance.To check the validity of such method ，a monopole antenna on a box is simulated using FDTD ，and the result shows that the errors of antenna impedance at the low freguen-cies disappear.A patch antenna fed by coaxial line is also calculated ，and result has a good agreement with that by another software.Key words ：FDTD ；antenna impedance ；monopole antenna impedance ；microstrip antenna impedance!引言时域有限差分法是近年来发展很快的一种电磁场数值计算方法［1，2］.这种方法应用于天线分析与设计较晚.天线的输入阻抗是一个重要的参数，对它的计算方法始终受到人们的关注.最早将FDTD 引入天线分析的是A.Reineix 和Malone et al.［3，4］，他们均计算了天线方向图和输入阻抗但采用了不同的方法.文献［4］应用FDTD 方法计算一个无限大接地板上的单极子天线，用二维网络精确地描述了天线的同轴馈电部分.文献［3］建立了一个简单的等效激励来模拟同轴线给微带天线馈电，在FDTD 计算中用的是硬激励源（hard source ），并且在激励源上串联了一电阻，这种方法有一定的局限性.1992年，R.Luebbers 应用FDTD 较全面地分析了单极子天线的特性［5］，给出了两种激励源模型，同轴磁环激励和!-间隙激励模型，并且在两种激励模型下计算了天线输入阻抗，和实验结果进行了比较，该文献计算天线输入阻抗的方法和文献［3］基本相同，只是将接入电阻变为零.文献［6］在计算平衡馈电的天线阻抗时引入了理想的平行线模型，但是这样使问题变得复杂化了.当然应用FDTD 方法，可以通过计算已知特性阻抗的天线馈线上的反射系数计算天线的输入阻抗，然而在许多情况下用网格划分馈线是非常困难的.有时应用FDTD 仿真天线时，并不需要关心天线和馈线连接的细节，而只关心天线的激励点输入阻抗（driving-point impedance ），因此建立一个更有效的馈电区模型是非常有意义的.众所周知，建立一个好的馈电区模型是精确计算天线阻抗的基础，本文建立了一个应用于FDTD 软激励（softsource ）条件下的理想!-间隙激励模型，并从有源区的Yee 差分方程出发，基于FDTD 方法推导出了天线输入阻抗新的简单有效的计算方式."理论公式图1示出了一个天线馈电区的模型.一端口网络表示天线，馈电点A 和B 相距一个网络，它们之间的激励电压为U s z （t ），流过激励源的电流为I z （t ），其中A 与B 的连线和正交Yee 网格线重合，B 点的坐标为（i ， ，I ）.所以有U z I n =-E z I n（i ， ，I ）·!z （1）I n z =!x ·（H x I n +1/2（i ， -1，I ）-H x I n +1/2（i ， ，I ））+"y ·（H y I n +1/2（i ， ，I ）-H y I n +1/2（i -1， ，I ））（2）收稿日期：2000-09-04；修回日期：2001-02-21第12期2001年12月电子学报ACTA ELECTRONICA SINICA Vol.29No.12Dec.2001图1天线馈电区示意图由于计算阻抗时，频域解对时域中激励源的加入时刻非常敏感，所以这里将文献［7］中激励推迟了A t /2，由t =I ·A t时刻改为t =（I +1/2）·A t ，这样在激励区的Yee 的迭代公式为E z I I +1（i ， ，I ）=E z I I （i ， ，I ）+A t E ·A x ［H y I I +1/2（i ， ，I ）-H y I I +1/2（i -1， ，I ）］-A t E ·A y［H x I I +1/2（i ， ，I ）-H x I I +1/2（i ， -1，I ）］+E S z I I +1/2（i ， ，I ）（3）在（i ， ，I ）点，将式（1）和（2）带入式（3）可得A U z A t I +1/2（i ， ，I ）=-A z E ·A S I z I I +1/2（i ， ，I ）+1A t ·U S z I I +1/2（i ， ，I ）（4）其中，A S =A x ·A y.对上式两边进行Fourier 变换，在采样足够密时可得l U z （l ）=-A z E ·A S I z （l ）+1A tU Sz （l ）（5）Z iI （l ）=U z （l ）I z （l ）（6a ）=1 l ·A t ·U Sz （l ）I z （l ）-1 lC （66）其中，C =E ·A x ·A y /A z.l =2T ·f ，U Sz （l ）、I z （l ）分别是U S z （t ）、I z （t ）通过FFT 变换得到的.U S z （t ）可以是高斯脉冲也可以是正弦调制的高斯脉冲.一般来讲，式（6a ）中频域响应电压U z （l ）是不能直接通过对时域的响应电压U z （t ）进行FFT 得到，因为在应用软激励源计算天线问题时，许多情况下不能满足条件Iim t !U z （t ）=0（7）因此将离散的响应电压信号U z （t ）从时域变换到频域时，采用计算机较难处理，而应用式（66）中激励源的电压值U S z （l ）是一种比较好的选择.!计算结果为了验证上述公式，计算了Luebbers 在文献［5］中图8的天线阻抗，图2为其结构示意图，其中：a =60mm ，6=10mm ，c =50mm ，h =50mm ，w =30mm ，i =5mm ，激励源在天线根部占图2天线几何结构示意图一个网格，源采用了高斯脉冲E z =e -（t -t 0）2/T2（8）其中T =48.2ps ，t 0=3T .在此仿真中采用了16层PML 边界，理论反射系数R th （0）=10-8，幂指数I =4，网格尺寸采用了和文献［5］中相同的划分，为!x =!y =!z =1.67mm ，包括PML 层在内总的网格数为79X 49X 103，由于天线的输入阻抗对振子的直径非常敏感，为了在计算中考虑振子的直径影响，天线细杆的处理采用了文献［8］的近似方法，即认为细导线周围的场是按1/r 规律衰减的，同时导线上的电场为零，在该假设下可得细导线周围磁场的Yee 的迭代公式为H x I I +1/2（i 0， 0，I ）=H x I I -1/2（i 0， 0，I ）+J y ·A t l ·Ay ·［E z I I（i 0， 0，I ）-E z I I（i 0， 0+1，I ）］-A t l ·A y·［E y I I （i 0， 0，I ）-E y I I（i 0， 0，I +1）］I =I 1，…，I 2-1（9）其中，J y =2/II（!y /r 0），r 0为细导线的半径，i 0， 0为细导线在x -y 平面内投影的坐标序数，I 1和I 2分别表示细导线在z 轴上第一点和最后一点的坐标序数，其中激励源所占的一个网格不包含在内.细导线周围的H y 可以用同样的方法求出，而电场的三个分量仍然采用标准的Yee 迭代公式［9］.计算和比较表明，该近似方法在其适用范围内（r 0"A /2，A 为距离离散间隔）存在大约1%左右的误差［8］.图3为图2中天线输入阻抗的计算曲线，为了比较，同时给出了在硬激励时的计算结果，从图3中可以明显看出在频率接近零时硬激励结果的失真.图中应用（66）式的计算结果和文献［5］的实验结果吻合很好.本文的方法消除了文献［5］中出现的在频率接近零时天线输入阻抗的失真.这是因为应用式（6a ）计算时理论上有，Iim l !0Z m （l ）=0-另外，在计算振子天线时，该馈电模型中A 、 两点间开路，所以天线激励点处电流衰减很快，缩短了计算时间，以上两种方法计算的天线输出端响应电流如图4所示，本文采用的方法中响应电流衰减的非常快.图3天线输入阻抗计算结果图4两种计算方法在天线输出端的电流响应的比较图5微带天线结构示意图6361电子学报2001年该方法不仅可以用在振子天线，对微带天线也是有效的，图5为一采用同轴线馈电的微带天线，结构尺寸如图所示，在馈电区中激励源占据了馈线和金属地板相邻处的一个网格.由于天线的输入阻抗对同轴激励探针的直径比较敏感，所以直径d 0=0.15mm 的金属探针应用了文献［8］的方法近似.在FDTD 计算中，PML 边界的参数选取和上例相同，网格尺寸为!x =!y =!z =0.25mm ，此时激励源仍采用高斯脉冲，激励源参数为，T =17.7ps ，t 0=3T ，!t =0.48ps .包括PML 层在内总的图6微带天线输入阻抗计算结果比较网格数为85X 85X 50，计算的总步长数为5000步.为了验证计算结果，在应用FDTD 计算的天线输入阻抗的同时，用HP 公司的分析软件HFSS 对该天线进行了计算，两种方法计算的结果如图6所示.可以看出两种计算结果基本相吻合，但是存在大约百分之一的差别，造成差别的原因可能有两个，一个是由于两种算法本身对激励点的处理不同，另一个是在对馈电探针直径的近似方法也不相同.总之，通过和比较可以看出，式（6J ）对于微带天线输入阻抗的计算一样是简洁和有效的.!结论采用FDTD 计算天线的输入阻抗是一种非常有用的方法.本文应用了"-间隙激励和探针激励模型，并在软激励条件下给出了由该模型激励天线时的输入阻抗计算公式，该方法计算天线的输入阻抗简洁方便，并且在低频时也有较好的效果.计算了一个金属盒上的单极子天线输入阻抗，结果和文献［5］吻合较好并且没有低频时的失真现象.然后计算了一个同轴馈电的微带天线，其输入阻抗和应用HP 公司的商业软件计算结果进行了比较，证明了本文方法的实用性.参考文献：［1］K R Umashankar ，A TafIove.A noveI method to anaIyze eIectromagneticscattering of compIex objects ［J ］.IEEE Trans.EIectromagnetic Com-patibiIity ，1982，24（4）：397-405.［2］A TafIove ，K R Umashankar.Radar cross section of generaI three-di-mensionaI scatters ［J ］.IEEE Trans.EIectromagnetic CompatibiIity ，1983，25：433-440.［3］A Reinei ，B Jecko.AnaIysis of microstrip patch antennas using finite-difference time-domain method ［J ］.IEEE Trans.Antennas Propagat ，1989，37（11）：1361-1369.［4］James G.MaIoney ，GIenn S Smith ，Waymind R Scott ，Jr.，Accuratecomputation of the radiation from simpIe antennas using the finite-dif-ference time-domain method ［J ］.IEEE Trans.Antennas propagat.，Ju-Iy 1990，38（7）：1059-1068.［5］R J Luebbers ，L Chen ，T Uno ，S Adachi.FDTD caIcuIation of radiationpatterns ，impedance and gain for a monopoIe antenna on a conducting box ［J ］.IEEE Trans.Antennas propagat.，1992，40（12）：1577-1583.［6］J M Bourgeois ，G S Smith.A fuIIy three-dimensionaI simuIation of aground-penetrating radar ：FDTD theory compare with experiment ［J ］.IEEE Trans.Geosci.Remote Sensing ，1996，34（1）：36-44.［7］An Ping Zhao and Antti V.Raisanen.AppIication of a simpIe and effi-cient source excitation technigue to the FDTD AnaIysis of waveguide and microstrip circuits ［J ］.IEEE Trans.Antennas propagat.，1996，44（9）：1535-1538.［8］K R Umashankar ，A TafIove ，B Beker.CaIcuIation and experimentaIvaIidation of induced currents in coupIed wires in an arbitrary shaped cavity ［J ］.IEEE Trans.Antennas propagat.，1991，AP-35（11）：1203-1212.［9］Yee K S.NumericaI soIution of initiaI boundary vaIue probIems invoIv-ing MaxweII ’s eguations in isotropic media ［J ］.IEEE Trans.Antennas and propagation ，1966，14（5）：302-307.7361第12期李朝伟：一种基于FDTD 的简单有效的天线阻抗计算方法专注于微波、射频、天线设计人才的培养易迪拓培训网址：如 何 学 习 天 线 设 计天线设计理论晦涩高深，让许多工程师望而却步，然而实际工程或实际工作中在设计天线时却很少用到这些高深晦涩的理论。
天线设计(改)
折叠分支结构三频平面倒F天线(PIFA)设计S1008006 徐丽1.PIFA天线简介天线分为内置与外置，外置主要使用螺旋或者PCB，螺旋天线一般带宽比较好也比较常用，PCB 天线比较容易调频率易于设计，但爱立信有两项重要专利，所以在欧美市场上很少其他厂商使用。
还有一种假内置天线，其实就是外置天线的内置，性能相对比较差，一般不推荐使用。
内置天线而言，主要是PIFA与MONOPOLE天线。
平面倒F天线(PIFA)因其具有尺寸小，重量轻且后向辐射小等优点而成为目前内置天线的主要形式。
PIFA的结构示意图如下：图1 PIFA结构示意图PIFA的演变过程可以从技术和理论两个不同的方面考虑。
从技术方面来说，它是由单极天线演变而来；从理论方面，PIFA可以由微带天线理论发展而来。
下面详细介绍。
1)由单极天线演变而来传统的手机天线一般是单极或偶极天线，制作简单，但尺寸较大不易共形。
将单极子折倒形成倒L天线。
倒L天线剖面较低，也有着比较好的全向辐射特性。
但由于将振子折倒从而形成了对地电容分量，其输人阻抗呈现低阻值高阻抗的特性，难以进行阻抗匹配。
为了平衡倒L天线由于振子折倒而形成的对地容抗分量，在振子弯折处加载短路结构。
该短路结构所具有的感性分量补偿振子弯折所形成的对地容性分量，从而在不改变天线谐振频率的同时，达到变换阻抗的目的。
但是由于线形倒F天线频带窄，通常不到中心频率的百分之一，为了展宽频带，用平板结构来代替导线部分。
由于平面部分相当于许多线形天线阻抗的并联，因此平面型天线比线形天线的输入阻抗要低一些，产生了宽带的谐振特性。
从而形成了平面倒F天线。
上述内容可用图2生动表示：图2 PIFA的演变过程2)由微带天线演变而来平面倒F天线也可以看作是从矩形微带天线发展而来的，其典型结构包括一个矩形金属片（辐射贴片）、一个接地板（通常是电路板），采取同轴线馈电或微带馈电。
另外考虑到宽频、小型化等特性要求，还要有一个置于矩形辐射贴片短边边缘处的短路金属片（相当于短路加载）。
关于TE和TM模
在自由空间传播的均匀平面电磁波（空间中没有自由电荷，没有传导电流），电场和磁场都没有和波传播方向平行的分量，都和传播方向垂直。
此时，电矢量E，磁矢量H和传播方向k两两垂直。
只是在这种情况下，才可以说电磁波是横波。
沿一定途径（比如说波导）传播的电磁波为导行电磁波。
根据麦克斯韦方程，导行电磁波在传播方向上一般是有E和H分量的。
TE波，T M波，TE M波是属于电磁波的三种模式。
T E波指电矢量与传播方向垂直，或者说传播方向上没有电矢量。
TM波是指磁矢量与传播方向垂直。
T EM波指电矢量于磁矢量都与传播方向垂直。
E,H,k一定满足右手螺旋，但它们未必是两两正交的。
山大蔡履中老师编的《光学》在103页讲述光的反射和折射时，把s态是电矢量的光记为TE波，把s态是磁矢量的光记为TM波，我想只是为叙述方便而记的，为了推得菲涅尔公式。
并没有给定义TE和TM波。
并且TE和TM的字样也没有在后续的章节出现。
T E：横电模，电场纵向分量为0时。
TH：横磁模，磁场纵向分量为0时。
EH和HE：光纤中，非子午光线不再具有纯横电场或纯横磁场的特性，而是电场分量和磁场分量混合在一起的杂化模，可记为EH模和HE模。
HE表示在电磁场传播方向上E z>Hz，反之，EH表示在电磁场传播方向上EzL P：弱导光纤中EH模和HE模的场线性叠加起来构成一套新的解，一共只有4个分量，其横场是线偏振的。
在弱导时，LP模的场几乎没有纵向分量。
TEM T E TM模的区别在自由空间传播的均匀平面电磁波（空间中没有自由电荷，没有传导电流），电场和磁场都没有和波传播方向平行的分量，都和传播方向垂直。