基于新型谐振控制器的辅助逆变器控制器设计方法
串联谐振单相全桥逆变电路的设计
本次课程设计的主要目的是设计一个输出电压可调的串联谐振单向全桥逆变电路，然后可以用于对工件的感应加热、感应加热电源等方面。 本次设计的单相全桥逆变电路由四只晶闸管构成，将直流电压Ud 逆变为中频方波电压，并将它加到负载电路。负载电路是由感应线圈和补偿电容组成的串联振荡电路，对工件进行感应加热，通过电感的电流接近正弦波形。而晶闸管的导通，则由TCA785组成的触发电路产生的触发脉冲来触发其导通。通过移相方式来调节主电路输出电压脉冲的宽度。由于晶闸管逆变装置在逆变过程中会产生过电压、过电流，故又对单相交流调压电路设计了一套保护电路。 在进行主电路的设计时，根据主电路的输入、输出参数来确定各个电力电子器件的参数，并进行器件的选择，以使设计的主电路能够达到要求的技术指标，并完成相应的功能。 关键词：单相全桥逆变电路、晶闸管、触发电路、保护电路、电压累加
1引言 (1) 1.1问题的提出 (1) 1.2技术指标和设计要求 (1) 1.2.1 技术指标 (1) 1.2.2 设计要求 (1) 2串联谐振单相全桥逆变电路的设计 (1) 2.1主电路及其工作原理 (1) 2.2串联谐振逆变电路的电压累加 (3) 3主电路电力电子器件参数的计算 (6) 3.1主电路电阻、电容、电感的取值 (6) 3.2晶闸管额定值的计算 (7) 4触发电路的设计 (8) 5保护电路的设计 (10) 5.1过电压保护 (10) 5.1过电流保护 (10) 6总结 (11) 7心得体会 (11) 参考文献 (12)
1引言 1.1 问题的提出 随着工厂对工件加热设备的温度控制精度不断提高，普通的加热设备已经不能满足要求。因此，就需要对设备的加热原理进行改进。本次设计的串联谐振单相全桥逆变电路的负载电路是由感应线圈和补偿电容组成的串联振荡电路，对工件进行感应加热，其功能与一般的单相全桥逆变电路有所不同，而且它的触发电路与其他电路的触发电路相比起来，有更优良的性能，达到对晶闸管通断的更好控制。 1.2 技术指标和设计要求 1.2.1 技术指标 （1） 输入参数：三相交流电压A u 、B u 、C u （2） 输出参数：交流电压o u 1.2.2 设计要求 串联谐振单相全桥逆变电路的设计 晶闸管额定电压、电流表达式的推导 触发电路的设计 保护电路的设计 绘制主电路、触发电路和保护电路的电路图 2串联谐振单相全桥逆变电路的设计 2.1主电路及其工作原理 串联补偿逆变电路的结构如图1所示。 它由三相晶闸管全控整流桥、平波电感d L 、滤波电容d C 、单相全控桥式逆变电路、续流二极管、串联谐振逆变器负载构成。 三相晶闸管全控整流桥将正弦的工频交流电整流成脉动的直流电d U ,可通过调节直流电压d U 来调节负载电流。平波电感d L 在此起切断直流通路的作用。
解析组串逆变器谐振脱网现象
随着电站规模不断增大，每个电站中所使用的逆变器数量也随着增加，尤其是如果在大电站选用组串式方案，逆变器数量成十几倍增加，且部分并网点远离发电厂及负荷区，导致谐振的风险增加。”电站一旦脱网，给我们造成的经济损失非常大，直接影响了我们的投资收益，我担心会再次发生脱网”，电站运维工程师如是说。 1 担心的事情还是发生了 光伏发电规模日益增大，大型地面光伏电站单体容量也越来越大。在设计大型地面光伏系统时，目前业内较为成熟的方法是采用单机容量为500KW及以上的集中式逆变器解决方案，该方案技术成熟，运行稳定。近两年来，部分厂家推荐业主在大型地面光伏电站中使用组串式逆变器，导致并网点下逆变器的数量成十几倍的增加。以一个100MW大型地面光伏电站为例，使用业内成熟的集中式方案，逆变器数量为200台，若使用30KW的组串式方案，逆变器数量则高达3400多台！随着逆变器台数不断增多，且部分并网点远离发电厂及负荷区，导致谐振的风险增加。 我国西北某个百MW级大型地面光伏电站，使用了组串式逆变器解决方案，现场出现了由于并联谐振导致的电站大面积脱网现象，给业主造成了近千万的经济损失。此事件再次引发业内广泛关注，对组串逆变器大面积组网产生的并联谐振风险表示担忧。 那么什么是谐振，谐振又是如何导致系统脱网的呢？接下来，笔者将带领大家，从技术的角度，对组串逆变器在大型光伏电站出现的并联谐振现象进行分析，探寻电站里的“影子杀手”。通过这番探寻，让你深刻体会到“影子杀手”的威力，也让你知道如何规避这一“影子杀手”的危害。 2 并联谐振是什么及其危害 大家应该都听说过这样一个故事: 18世纪中叶,法国昂热市一座102米长的大桥上有一队士兵经过，当他们在指挥官的口令下迈着整齐的步伐过桥时，桥梁突然断裂，造成226名官兵和行人丧生，类似的事件还发生在俄国和美国等地。 究其原因，是士兵过桥时，引起了桥的共振。任何物体都有一个固有频率，其固有频率是由物体的密度、外形等物理因素决定的，而施加外力使物体振动的频率叫策动频率，当策动频率等于物体的固有频率时，物体便产生共振，此时振幅达到最大。图2为大桥的频率响应曲线，横坐标代表激励源频率的变化，纵坐标代表在此频率下，外界激励造成的大桥产生的振幅。图中可见，大桥的频率响应曲线存在一个最高点，当外界激励源（士兵通过大桥产生的振动）的振动频率恰好落在大桥的固有频率f0点时，大桥的振幅达到最大。同时由于步伐一致，多个士兵产生的同方向的振动力直接累加，当士兵的数量达到一定程度时，累加的振动力超过了的大桥的承受能力，导致大桥断裂。 可见，大桥共振倒塌主要由外部和内部两个关键因素决定，外部因素包括士兵的数量，和士兵过桥时步伐的方式。如果士兵的数量少，无论以什么方式通过大桥，也不会导致大桥倒塌，当士兵多到一定数量的时候，通过的方式就起到了决定性的作用。内部因素主要是桥的结构及桥的质量，即桥能承受的最大振幅，坚固的桥可以承受的振幅大，不容易出现倒塌，脆弱的桥则可能很少的士兵就可以使其倒塌。 对于一个桥而言，内部因素改变相对较难，外部因素则相对容易改变。例如通过改变一次通过大桥士兵的数量（分批过桥）或将整齐的步伐改成走便步，即改变并分散士兵过桥产生的振动频率，使其偏离大桥的固有频率，比如改变振动的频率到图2中的f1处，则同样的外界振动力，引起大桥产生的振幅将大幅减小，有效避免了大桥坍塌的风险。目前各国对大队士兵过桥改成走便步的规定正式基于这个考虑。 光伏电站的组串式逆变器产生谐振的现象与大桥共振的现象十分相似。如果把逆变器比作士兵，大桥比作电网，当并联的逆变器多到一定数量的时候，在某个频率点产生共振，即会导致“大桥倒塌“，即脱网。而且谐振的风险与电网的强弱也有直接关系，对于一些线路较长，处于远端位置的电网环境，则更容易产生谐振脱网现象。然而，士兵过桥可以通过简单的改变过桥的人数或步伐有效的解决，逆变器的并联谐振由于影响因素多，且具有一定的不确定性，却远不是那么容易解决的问题。 3 引起并联谐振内在原因是什么 引起逆变器并联谐振的原因有很多，如逆变器控制技术、逆变器的电路结构及参数选择等，学术界也有很多类似的研究。但最根本的原因是随着并联数量的不断增加，逆变器阻抗不断降低并与电网阻抗不匹配造成的。 组串式逆变器组网的典型光伏系统结构如图3(a)所示，由电路的基本原理可将系统等效为图3(b)所示的电路，并最终可建立图3(c)所示的阻抗模型。图中ZL为每台逆变器阻抗，ZT为每个单元升压变阻抗，Z0为所有并网逆变器输出阻抗ZL和ZT的合成值，由于变压器阻抗ZT基本稳定，因此Z0主要受逆变器阻抗ZL影响。K1--KN为每个方阵单元输出开关、K为并网点开关，Zg为从PCC点往电网侧看的电网等效阻抗。 由电路理论和控制系统基本原理可知，对上图所示的系统，其稳定性取决于Z0与Zg的比值。理想情况下，逆变器侧阻抗Z0很大，电网阻抗Zg很小，二者比值大，系统工作稳定。反之，当Z0/Zg变小时，系统稳定性变差，即出现谐振现象，即某个频次下的谐波幅值
中频串联谐振电源原理
中频串联谐振电源原理 串联谐振逆变器也称电压型逆变器，其中频串联谐振电源原理图如图2.2所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流近似正弦波同时，为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通间必须留有足够的死区时间。 图2.2 串联逆变器结构 图2.3负载输出波形 当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载)，它的波形见图2.3(a)。工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的
MOSFET。由于MOSFET寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与MOSFET串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使MOSFET受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图2.3(b)。工作在感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的MOSFET关断后，负载电流换至下（上）桥臂的反并联的二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的MOSFET加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与MOSFET中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小。 另一方面，MOSFET关断时电流尚末过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOSFET关断时间很短，预留的死区不长，并且因死区而必须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可以使上(下)桥臂的MOSFET向下(上)桥臂的反并联的二极管换流其瞬间电流也是很小的，即MOSFET关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小因而，可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因. 中频串联谐振电源电路的功率调节原理 电源工作在开关频率大于谐振频率状态，负载呈感性，负载电流滞后于输出电压r角。所以在高频条件下输出功率表达式为：
并联谐振逆变电源的电路设计
并联谐振逆变电源的电路设计 本文提出了一种应用于感应加热的并联谐振逆变电源设计方案，针对其主电路、斩波电路及逆变器控制电路等进行了分析和设计。 电路构成及设计 电源的系统框图为图1所示，三相交流电压通过不控整流及滤波电路后转换为直流电压，该电压被送到直流斩波器进行斩波调节，变为功率可调节的近似恒流源后输入逆变器，之后控制感应加热负载。直流斩波控制部分则通过传感器检测斩波输出的电流信号，经PI调节器，控制PWM的输出脉宽，从而改变斩波输出电流的大小，实现闭环控制。逆变器控制部分采用锁相环频率跟踪电路控制逆变器的工作频率，产生高频触发脉冲，驱动逆变电路中功率器件的通断。 主电路 1、并联谐振逆变电源的主电路由三相不控整流桥、直流斩波器、电流源并联谐振逆变器和负载匹配电路四部分组成(图2)。 这里采用不控整流加斩波构成直流电流源，主要是考虑到其具有保护速度快以及高频斩波带来的滤波器尺寸小等优点。斩波器和逆变器中的主功率器件(VT与VT1、VT2、VT3、VT4)均采用IGBT管。逆变器桥臂的每一个IGBT上均串联一个二极管，通过IGBT的正向电流也将全部通过串联二极管，这就要求串联二极管能够通过很大的正向电压和承受很高的反向电压，因此VD1~VD4选用的是快速恢复二级管。逆变器通过半导体开关有规律地切换，在负载侧得到一定频率的交流电流，其频率由开关的动作频率决定，由于是电流源供电，逆变器输出电流近似为方波，负载对基波分量呈高阻，压降较大，而三次及三次以上谐波产生的压降较小，可近似认输出电压(即电容C两端电压)为正弦波。
2、PWM斩波控制 斩波的实现是通过控制IGBT(图2中VT管)的导通来控制电流的大小，从而间接控制功率。在稳态运行过程中，为实时了解负载的变化，需从谐振回路中反馈电流的变化，通过与基准值比较获得占空比的大小。图1系统框图中的电流检测可选用霍尔电流传感器，检测逆变器直流母线输入电流的大小。控制电路采用PI调节器，由运放与电阻、电容等元件构成，可将检测电流与设定电流比较，只要反馈和设定有偏差，就可通过调节，使反馈向设定值逼近直至等于设定值，从而实现无差调节，提高系统稳定性。PWM脉宽控制选用TL494，它是一种应用广泛的PWM控制芯片，具有抗干扰能力强、结构简单、可靠性高以及价格便宜等特点。在本设计中具体电路如图3所示：输入(即PI调节输出)自1脚引入，引脚13接低电平，PWM脉冲信号从8脚输出，经驱动模块放大后触发斩波器元件IG-BT的导通。 3、逆变器触发控制 并联谐振逆变器的触发控制中，为避免大电感Ld上产生大的感应电势，电流必须是连续的，因此要保证逆变器在换流时，VT1、VT3和VT2、VT4两组桥臂应遵循先开通后关断的原则，即要求两组桥臂的触发脉冲有重叠区，这点与串联谐振逆变器有较大不同。图4是逆变器触发脉冲的波形。 加热工件在加热过程中会引起谐振频率的变化，为使逆变器可靠工作，逆变器需要始终工作在功率因数接近或等于1的准谐振或谐振状态，以实现逆变器件的零电压换流。图5显示了逆变器触发控制电路的构成。对逆变电源的负载正弦电压采作为锁相环PLL的输入参考电压。考样、过零比较，得到U1(t)，虑到触发，驱动电路和开关器件的延时等情况，在PLL内部加入了相位补偿电路，构成无相差锁相环电路。锁相环的输出电由U2(t)产生的Ⅰ、Ⅱ两路压U2(t)与输入U1(t)可实现零相位差，驱动输出即可实现图4中逆变器VT1~VT4的触发脉冲波形。
谐振型逆变器原理分析
谐振型逆变器原理分析 【摘要】本文以固态高频感应加热电源中的谐振型逆变器为主要研究对象，分析了经典H桥型串联谐振逆变电路和并联逆变电路的结构特点及工作状态。 【关键词】功率MOSFET；串联谐振；并联谐振 所谓“逆变”是相对整流而言的，把直流电能转变为所需频率的交流电能，就是逆变。逆变器的电路型式繁多，分类方法不一。如按照输出相数，可分为单相、三相和多相；按电路结构，可分为全桥、半桥和非桥式等。 下面将具体介绍串联谐振式电压型逆变器和并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构、工作原理、谐振槽路等特征。 １．串联谐振式电压型逆变器结构 1.1串联谐振式电压型逆变器的拓扑 串联谐振式电压型逆变器的基本电路如图1－1所示，以负载线圈（L和R）和功率因数补偿电容器C串联后作为逆变桥的负载，这种利用负载电路串联谐振的原理工作的逆变器，称为串联谐振式电压型逆变器。此种逆变器负载电流波形为近似正弦波。 1.2串联谐振式电压型逆变器的工作原理 串联谐振逆变器的负载为串联谐振负载，通常需电压源供电。交替开通和关断逆变器上的全控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。 逆变桥包括由4个功率MOSFET和与其反并联的快速二极管组成的四个桥臂,其工作时,轮流触发V1,3和V2,4,使负载得到高频电流。 1.3串联谐振式电压型逆变器的谐振槽路分析 串联逆变器的负载电路即为串联谐振电路，它由电容器C、电感L和电阻R 串联组成。谐振时，串联电路各参数关系如下： 谐振频率f= 谐振时等效阻抗R=Z=R 串联电路电流I=I= 电感L上电压U=jωLI=jωL=jQU 电容器C上电压U=×=-jQU 特征阻抗X=X=X=ωL=L=或X=QR 负载有效功率P=I R= 电容器的无功功率Q=IU=Q=QP＜br>电感的无功功率Q=IU=QP＜br>1.4串联谐振式电压型逆变器的特征 串联谐振式电压型逆变器具有如下特征： ①容易投入负载电力。它的这一特性表明，采用低压开关器件并联，就可构成这种系统，因而实用性强。 ②负载匹配容易。在设计时，只要把匹配变压器的漏感简单地加进负载电感就可达到目的，设计的自由度大。 2.并联谐振式电流型逆变器 2.1并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构 并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构如下图2－1所示，把功率因数补偿电
ZVS三电平DCDC变换器的研究
华中科技大学 硕士学位论文 ZVS三电平DC/DC变换器的研究 姓名：李小兵 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动指导教师：李晓帆 20060428
摘 要 直流变换器是电力电子变换器的重要组成部分，软开关技术是电力电子装置向高频化、高功率密度化发展的关键技术，成为现代电力电子技术研究的热点之一。 由于对电源设备电磁兼容的要求的提高，一般在电源设备中都要加入功率因数校正环节，导致后继开关管电压应力的提高。三电平直流变换器相应提出，主开关管的电压应力为输入直流电压的一半。使得三电平直流变换器一提出就得到全世界电源专家和学者的重视，短短十几年内，相继提出许多种改进型三电平直流变换器，包括半桥式和全桥式。根据主开关管实现软开关的不同，将三电平直流变换器分为零电压软开关和零电压零电流软开关。 本文首先给出了基本半桥式三电平DC/DC变换器，详细分析了其工作原理，讨论了主要参数的设计和由于次级整流二极管的反向恢复导致主开关管的电压尖峰。接着给出一种带箝位二极管的改进型半桥式三电平DC/DC变换器。文中给出了Saber软件的仿真结果，进一步证明改进方案的正确性和可行性。针对前面讨论的两种半桥式三电平DC/DC变换器，设计了实验电路来验证理论分析的正确性，文中给出了实验结果。接着研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，文中详细讨论了该变换器的工作原理，讨论了主要参数的设计过程，给出了仿真结果。最后，设计了一台实验装置来验证理论分析的正确性，给出了实验结果，说明了主开关管可以在全负载范围内实现零电压软开关，变换器的效率在输入电压高端较高，并且次级整流二极管实现了零电流开关，二极管电压应力为输出电压的2倍。 本文通过理论分析、仿真研究和实验验证，证实了半桥式三电平DC/DC变换器的优越性能，改进型的半桥式三电平DC/DC变换器比较好地消除了主开关管上的电压尖峰。ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器良好的性能，使得在有掉电维持时间限制的场合得到广泛应用。 关键词： 移相控制 零电压软开关 谐振 三电平
串联谐振逆变器分析
https://www.360docs.net/doc/b113144801.html, 串联谐振逆变器分析 串联谐振逆变器如图2一1所示,补偿电感和负载等效参数和串联后作为逆变桥的负载,图中为补偿电感或变压器漏感,、为包含负载在内的负载等效电阻和电容。串联谐振逆变器通常由电压源供电,电压源由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大,可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端得到交变的方波电压,其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值,频率取决于器件的开关频率。 根据负载电压和电流的相位关系,串联逆变器可以工作在三种工作状态感性、容性和串联谐振。在串联逆变器中,为了避免开关器件因短路电流而损坏,在开关器件换流过程中,上下桥臂的开关管应留有死区时间,防止发生直通。 并联谐振逆变器分析 并联谐振逆变器如图2一2所示,补偿电感和负载等效参数和并联作为逆变器的负载,电路中串联的大电感场保证负载电流是恒定的,不受负载阻抗变化的影响。当负载功率因数不是时,负载的无功电压分量便会加在开关器件上,为了避免开关器件承受反向电压而损坏,必须串联快速二极管。根据负载电压和电流的相位关系,并联逆变器可能工作在三种工作状态感性、容性和谐振状态。
https://www.360docs.net/doc/b113144801.html, 串并联谐振逆变器比较 串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别源于它们所用的振荡电路的不同,前者使用、、串联,后者是、和并联,由两种逆变器拓扑、电路特性及波形上分析,两种电路具有对偶的性质,相比于并联谐振逆变器,串联谐振逆变器具有以下特点和优点。 串联谐振逆变器的特点 直流侧为电压源,或并联大电容,相当于电压源。直流侧电压基本无脉动。由于直流电压源的钳位作用,交流侧输出电压为矩形波,并且与负载阻抗角无关而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。对串联谐振负载而言,其输出电流波形为正弦波。 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率,直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道,逆变桥各臂都并联了反馈二极管。 电压型逆变器与电流型逆变器比较,优点如下 电路结构简单,启动容易电压型逆变器可以采用移相控制,通过调节移相角的大小来调节输出电压,就可以达到调节输出功率的目的。由于电流型逆变器要保证滤波电感上的直流输入电流不能断流,如果采用移相调功,当负载输出电流为时,这个直流电流无法从逆变器流过,要外加电路来解决电流的续流问题。电压型逆变器是真正的电压源,不管逆变电路时开通还是关断,滤波电容两端都能够保持恒定的电压。因 此在逆变器的启动、工作以及关闭等各种状态下,都能始终提供稳定的直流输入电压。电流型逆变器不是真正的电流源,每次逆变电路关机后重新开机,直流输入电流都必须重新建立直流输入电流的过程中,整个系统的工作不稳定,容易导致电路失控,并且从逆变器开启到直流输入电流稳定所需时间也较长。
串联逆变器和并联逆变器的差别
串联逆变器和并联逆变器的差别，源于它们所用的振荡电路不同，前者是用L、R和C串联，后者是L、R和C并联。 1、串联逆变器的负载电路呈现低阻抗，要求电压源供电，直流电源末端，必须并接大的滤波电容器。当逆变失败时，浪涌电流大，保护困难。 并联逆变器的负载电路呈现高阻抗，要求由电流源供电，需在直流电源末端串接大电抗器。但在逆变失败时，由于大电感的限流作用，冲击不大，较易保护。 2、串联逆变器输出电压为矩形波，输出电流近似正弦波，换流是在晶闸管上电流过零以后进行，因而电流总是超前电压 并联逆变器输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，换流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是超前于电压。 两者都是工作在容性负载状态。 3、串联逆变器是恒压源供电，为避免逆变器的上、下桥臂晶闸管同时导通，造成电源短路，换流时，必须保证先关断，后开通。 并联逆变器是恒流源供电，为避免滤波电抗产生大的感生电势，电流必须连续。必须保证逆变器上、下桥臂晶闸管在换流时，是先开通后关断。 4、串联逆变器的工作频率必须低于负载电路的固有振荡频率。并联逆变器的工作频率必须略高于负载电路的固有振荡频率。 5、串联逆变器的功率调节方式有二：改变直流电源电压或改变晶闸管的触发频率。 并联逆变器的功率调节方式，一般只能是改变直流电源电压。改变逆变引前角也能使功率增大，但所允许调节范围小。 (6)串联逆变器在换流时，晶闸管是自然关断的，关断时间短，损耗小。 并联逆变器在换流时，晶闸管是强迫关断的，关断时间较长。损耗较大。 相比之下，串联逆变器适合在高频感应加热装置中使用。 (7)串联逆变器的晶闸管所需承受的电压较低，用380V电网供电时，采用1200V的晶闸管就行，但负载电路的全部电流，包括有功和无功分量，都需流过晶闸管。逆变晶闸管丢失脉冲，只会使振荡停止，不会造成逆变颠覆。 并联逆变器的晶闸管所需承受的电压高，其值随功率因数角甲增大，而迅速增加。但负载本身构成振荡电流回路，只有有功电流流过逆变晶闸管，而且逆变晶闸管偶而丢失触发脉冲时，仍可维持振荡，工作较稳定。 (8)串联逆变器可以自激工作，也可以他激工作。他激工作时，只需改变逆变触发脉冲频率，即可调节输出功率；而并联逆变器一般只能工作在自激状态。 (9)在串联逆变器中，晶闸管的触发脉冲不对称，不会引入直流成分电流而影响正常运行；而在并联逆变器中，逆变晶闸管的触发脉冲不对称，则会引入直流成分电流而引起故障。 (10)串联逆变器起动容易，适用于频繁起动工作的场合；而并联逆变器需附加起动电路，起动较为困难。 (11)串联逆变器中的晶闸管由于承受矩形波电压，故晶闸管承受电压上升率较大较大，吸收电路起着关键作用，而对其电流上升率要求则较低。 在并联逆变器中，流过逆变晶闸管的电流是矩形波，因而要求大的电流上升率，而对电压上升率du／dt的要求则低一些。 (12)串联逆变器的感应加热线圈与逆变电源(包括槽路电容器)的距离远时，对输出功率的影响较小。如果采用同轴电缆或将来回线尽量靠近(扭绞在一起更好)敷设，则几乎没有影响。 而对并联逆变器来说，感应加热线圈应尽量靠近电源(特别是槽路电容器)，否则功率输出和效率都会大幅度降低。
MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究
石家庄铁道大学毕业设计 MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究 2014届继续教育学院 专业机械设计制造及其自动化 学号 学生姓名 指导教师 欲得本设计全部说明书请联系QQ229780692 完成日期2013年11月2 日
题目MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究机械设计制造 专业 班级09级学生姓名 及其自动化 导师 承担指导任务单位 导师职称高级工程师 姓名 一、毕业设计内容 1、MOSFET的使用性能和驱动要求。 2、串联谐振逆变器的结构及工作状态分析。 3、控制电路的分析。 4、控制电路的设计及改进。 二、基本要求 1、条理清楚，原理正确，计算准确。 2、术语要求准确、规范。 3、元件参数选则得当，要有计算依据； 4、原理要难度适当，能够被大部分人接受； 三、进度计划： 2013年9月1日：进行毕业设计指导，组织学员选择设计题目。 2013年9月2日—9日：审定学员毕业设计大纲，发放毕业设计任务书。 2013年9月10日—16日：审查学员毕业设计开题报告，开始撰写毕业设计。 2013年9月17日—10月5日：学员组织材料，撰写初稿。 2013年10月6日—13日：审查初稿，指导学员修改论文。 2013年10月14日—19日：进行二次论文修改指导、定稿。 2013年10月20日—10月24日：审订论文格式，告知打印一式两份。 2013年10月25日—11月2日：最终定稿，告知准备论文答辩。 教研组主任签字时间 2013 年 9 月 2 日
毕业设计开题报告 题目MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究 专业机械设计制造 及其自动化 班级09级学生姓名 一、研究目的和意义 1、MOSFET的使用性能和驱动要求。 2、串联谐振逆变器的结构及工作状态分析。 3、控制电路的分析。 4、控制电路的设计及改进。 谐振逆变器是固态感应加热电源中最重要的组成部分，它通过负载谐振槽路来创造功率器件的零开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）条件，所以其开关损耗相对于脉宽调制（PWM）的硬开关模式要小得多，其开关频率可以得到更高的提升以满足被加热负载的需要。由于固态感应加热电源的晶闸管相控整流器的控制技术已经非常成熟，所以固态感应加热电源的控制目前主要集中在对其谐振逆变器的控制上[5]。因而对于控制电路的分析和研究也是非常具有理论意义和工程实用价值的。 二、研究的现状和内容 目前逆变锁相控制方法主要分为：定时控制和定角控制两种。对于电压型固态感应加热电源来说，功率器件的最佳开关时刻和功率器件吸收电容的大小、负载电压和电流的比值、死区时间等因素有关，并且它们之间的关系是非线性的。这种非线性的控制关系采用传统的模拟锁相电路是难以实现的，而需要采用数字化智能控制是逆变锁相控制的一种有效手段。 对于固态感应加热电源的功率调节方式来说，目前主要分为：整流器侧调功和逆变器侧调功两类。中小功率的固态感应加热电源一般采用逆变器侧调功以简化主电路，而对于中大功率的固态感应加热电源，主要采用整流器侧调功以使谐振逆变器获得最佳的工作性能[12]。 本文重点分析了其中的MOSFET串联谐振型逆变器控制电路的工作原理，对电压型谐振逆变器的换流过程及锁相控制原理进行了分析，并对一种能使开关损耗最小的零电压换流的谐振逆变器ZVS锁相控制方法进行了重点研究。 指导教师签字时间 2013 年 9月11日
串并联逆变器的区别(详细版)
https://www.360docs.net/doc/b113144801.html, 串并联逆变器的区别（详细版）从负载谐振方法划分，可认为并联逆变器和串联逆变器两大类型，下面列出串联逆变器和并联逆变器的主要技能特色及其对比： 串联逆变器和并联逆变器的不一样，源于它们所用的振动电路不一样，前者是用L、R 和C串联，后者是L、R和C并联。 1.串联逆变器的负载电路对电源出现低阻抗，请求由电压源供电。因此，经整流和滤波的直流电源结尾，有必要并接大的滤波电容器。当逆变失利时，浪涌电流大，维护艰难。 并联逆变器的负载电路对电源出现高阻抗，请求由电流源供电，需在直流电源结尾串接大电抗器。但在逆变失利时，因为电流受大电抗约束，冲击不大，较易维护。 2.串联逆变器的输入电压稳定，输出电压为矩形波，输出电流近似正弦波，换流是在晶闸管上电流过零今后进行，因此电流老是超前电压一φ角。 并联逆变器的输入电流稳定，输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，换流是在谐振电容器上电压过零曾经进行，负载电流也老是越前于电压一φ角。这就是说，两者都是作业在容性负载状况。 3.串联逆变器是恒压源供电，为避免逆变器的上、下桥臂晶闸管一起导通，形成电源短路，换流时，有必要保证先关断，后注册。即应有一段时刻(t )使一切晶闸管（其它电力电子器材）都处于关断状况。此刻的杂散电感，即从直流端到器材的引线电感上发生的感生电势，可能使器材损坏，因此需求挑选适宜的器材的浪涌电压吸收电路。此外，蓄电池检测在晶闸管关断时期，为保证负载电流接连，使晶闸管免受换流电容器上高电压的影响，有必要在晶闸管两头反并联敏捷二极管。并联逆变器是恒流源供电，为避免滤波电抗Ld上发生
https://www.360docs.net/doc/b113144801.html, 大的感生电势，电流有必要接连。也就是说，有必要保证逆变器上、下桥臂晶闸管在换流时，是先注册后关断， 也即在换流时期(tγ)内一切晶闸管都处于导通状况。这时，尽管逆变桥臂直通，因为Ld 足够大，也不会形成直流电源短路，但换流时刻长，会使体系功率下降，因此需缩短tγ，即减小Lk值。 4.串联逆变器的作业频率有必要低于负载电路的固有振动频率，即应保证有适宜的t 时刻，不然会因逆变器上、下桥臂直通而致使换流的失利。 并联逆变器的作业频率有必要略高于负载电路的固有振动频率，以保证有适宜的反压时刻t ，不然会致使晶闸管间换流失利；但若高得太多，则在换流时晶闸管接受的反向电压会太高，这是不答应的。 5.串联逆变器的功率调理方法有二：改动直流电源电压Ud或改动晶闸管的触发频率，即改动负载功率因数cosφ。 并联逆变器的功率调理方法，一般只能是改动直流电源电压Ud。改动cosφ尽管也能使逆变输出电压添加和功率增大，但所答应调理规模小。 6.串联逆变器在换流时，晶闸管是天然关断的，关断前其电流已逐步减小到零，因此关断时刻短，损耗小。在换流时，关断的晶闸管受反压的时刻(t +tγ)较长。 并联逆变器在换流时，晶闸管是在全电流运转中被逼迫关断的，电流被逼降至零今后还需加一段反压时刻，因此关断时刻较长。相比之下，串联逆变器更适宜于在作业频率较高的感应加热装置中运用。
串联谐振与并联谐振的区别
https://www.360docs.net/doc/b113144801.html,/103 串联谐振与并联谐振的区别 什么是串联谐振？ 在电阻、电感和电容的串联电路中，出现电路的端电压和电路总电流同相位的现象，叫做串联谐振。串联谐振的特点是：电路呈纯电阻性，端电压和总电流同相，此时阻抗最小，电流最大，在电感和电容上可能产生比电源电压大很多倍的高电压，因此串联谐振也称电压谐振。在电力工程上，由于串联谐振会出现过电压、大电流，以致损坏电气设备，所以要避免串联谐振。
https://www.360docs.net/doc/b113144801.html,/103 什么是并联谐振？ 在电感线圈与电容器并联的电路中，出现并联电路的端电压与电路总电流同相位的现象，叫做并联谐振。并联谐振电路总阻抗最大，因而电路总电流变得最小，但对每一支路而言，其电流都可能比总电流大得多，因此电流谐振又称电流谐振。并联谐振不会产生危及设备安全的谐振过电压，但每一支路会产生过电流。 一、串联谐振和并联谐振区别 1、从负载谐振方式划分，可以为并联逆变器和串联逆变器两大类型，下面列出串联逆变器和并联逆变器的主要技术特点及其比较：串联逆变器和并联逆变器的差别，源于它们所用的振荡电路不同，前者是用L、R和C串联，后者是L、R和C并联。串联逆变器的负载电路对电源呈现低阻抗，要求由电压源供电。 因此，经整流和滤波的直流电源末端，必须并接大的滤波电容器。当逆变失败时，浪涌电流大，保护困难。并联逆变器的负载电路对电源呈现高阻抗，要求由电流源供电，需在直流电源末端串接大电抗器。但在逆变失败时，由于电流受大电抗限制，冲击不大，较易保护。 2、串联逆变器的输入电压恒定，输出电压为矩形波，输出电流近似正弦波，换流是在晶闸管上电流过零以后进行，因而电流总是超前电压一φ角。并联逆变器的输入电流恒定，输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，换流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是越前于电压一φ角。 这就是说，两者都是工作在容性负载状态。串联逆变器是恒压源供电，为避
浅谈组串式逆变器的历史及认识的误区
浅谈组串式逆变器的历史及认识的误区 一、组串式逆变器的定义 早期的光伏电池板价格很高，光伏电站的功率都不大，几块电池板组成一个组串，功率为几百瓦到上千瓦，接入小功率单相逆变器，这种逆变器称为组串式逆变器。 经过多年的发展，现在的组串型逆变器指的是能够直接跟组串连接，用于室外挂式安装的单相或者三相输出逆变器，功率为几千瓦到几十千瓦。它形成了一些固定的特性：防护等级高，多为IP65，能够直接在室外安装；直流输入为光伏专用的MC4防水端子，能够直接与电池板相连，不需要经过直流汇流箱；输出电压范围宽，输出交流相电压多为180~280V之间，能够直接接入本地单相或者三相电网；MPPT路数通常为2个或者3个，MPPT控制更精细，效率高，设计灵活，能够适应各种不同应用场景如地面电站，山地，楼面等环境的需求。 二、并网光伏逆变器的发展历程 并网光伏逆变器的发展是和光伏电池板及光伏电站的发展紧密相连的，逆变器的功率完全是由光伏电站设计的需求决定的。德国的SMA是逆变器的代表公司，从它的产品发展历史可以反映出光伏逆变器发展历程： 1991年，推出第一台光伏逆变器产品，室内安装，有LCD显示，能与计算机通信； 1995年，推出组串式逆变器Sunny Boy产品，室外安装； 2002年，推出集中式逆变器Sunny Central产品，功率100kW； 2006年，推出组串式逆变器Sunny Mini Central系列产品，效率达到98%，广泛用于欧洲的地面电站；
2009年，推出大功率集中式逆变器Sunny Central系列产品，功率达到500kW； 2010年，推出三相组串式逆变器Tripower系列产品，最大功率17Kw， 从SMA的产品发展历史我们可以看到光伏逆变器发展的几个阶段： 1）组串式逆变器是最早出现的逆变器，几乎是伴随着光伏电站发展的历史发展起来的。SMA 的组串式产品从1995年开始面世，当时的光伏电站容量很小，多为1~2kW左右； 2）随着光伏电池板的发展，光伏电站容量越来越大，2002年SMA推出了集中式逆变器，但功率并不大，仅为100kW左右； 3）2006年，电站容量进一步变大，SMA推出的SMC（Sunny Mini Central）系列产品由于效率高，室外防护，安装方便，在屋顶电站及地面电站中都占据了相当大的市场份额。2008年随着德国的并网法规越来越完善，欧洲各国的补贴政策陆续出台，光伏电站在欧洲蓬勃发展，此时由于大功率的集中式逆变器不多，SMC系列产品用三台单相机外加控制器组成的三相系统成为地面电站配置的主流，组串式逆变器开始广泛应用于大型的地面电站； 4）由于组串式逆变器价格较高，SMA2009年推出大功率的集中式逆变器产品，满足大型的地面电站的要求。但同样是2009年，Danfoss推出了10~15kW三相组串式系列产品，由于MPPT 数量多，防护等级高，设计更加灵活，安装维护方便，受到市场追捧，广泛用于大型地面电站中。2010年SMA推出的三相组串式产品STP系列迅速成为其主力发货产品，在欧洲广受欢迎。此后在欧洲的大型地面电站中，集中式逆变器由于成本上占有优势而应用较多，但组串式逆变器也占有一定的市场份额； 5）自2013年以来，组串式逆变器由于竞争激烈，价格下降很快，采用用组串式逆变器方案的地面电站系统成本正在逐步接近采用集中式逆变器方案的电站。国际咨询公司IHS在2014年4月发布了一个重要的调查结果：通过对300家太阳能安装商、经销商及设计、采购和施工（EPC）公司调查的结果表明，在规模超过1MW的大型光伏发电站中，组串式逆变器
逆变器的工作原理解析
逆变器电路原理分析 1、逆变器的定义 逆变器是通过半导体功率开关的开通和关断作用，把直流电能转变成交流电能的一种变换装置，是整流变换的逆过程。 车载逆变器的整个电路大体上可分为两大部分，每部分各采用一只TL494或KA7500芯片组成控制电路，其中第一部分电路的作用是将汽车电瓶等提供的12V直流电，通过高频PWM (脉宽调制)开关电源技术转换成30kHz－50kHz、220V左右的交流电；第二部分电路的作用则是利用桥式整流、滤波、脉宽调制及开关功率输出等技术，将30kHz～50kHz、220V左右的交流电转换成50Hz、220V的交流电。 高频升压逆变控制电路：
（1）脚第一组放大器的同相输入端，检测输出电流，与3个0.33R 电阻分压，当电流过大时，分压电阻上的电压超过（2）脚基准电压，（3）脚放大器输出端输出高电平，（3）脚为高电平时，电路进入保护状态。（2）脚为比较器的反相输入端，接（14）脚基准，作比较器的参考电压，外部输入端的控制信号可输入至脚（4）的截止时间控制端（也叫死区时间控制），与脚（1）、（2）、（15）、（16）误差放大器的输入端，其输入端点的抵补电压为120mV，其可限制输出截止时间至最小值，大约为最初锯齿波周期时间的4%。当13脚的输出模控制端接地时，可获得96%最大工作周期，而当(13)脚接制参考电压时，可获得48%最大工作周期。如果我们在第4脚截止时间控制输入端设定一个固定电压，其范围由0V至3.3V之间，则附加的截止时间一定出现在输出上。（5）、（6）脚是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下： 输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。（7）脚接地端，（8）、（11）脚是Q1和Q2内部开关管的集电极，在此电路中接电源，(9)、(10)脚为Q1、Q2的发射极，作开关管驱动输出端，接下图中Q1与Q2外部放大电路。以驱动后极推挽电路。（12）脚电源端，(13）脚为输出控制端，接(14)脚基准电压时两路输出脉冲相差180方位，每路输出量大约200MA的驱动推挽或半桥式电路。(15)、脚第二组放大器的反相输入端，接基准电压，（16)脚同相输入端，检测电源电压。当电压过高超过（15)脚参考电压时，（3）脚输出高电平，电路进入保护状态。
IGBT串联谐振逆变器控制方法
IGBT串联谐振逆变器控制方法 1.串联谐振逆变器基本结构 串联谐振逆变器的基本原理图如图1所示。它包括直流电压源，和由开关S1～S4组成的逆变桥及由R、L、C组成的串联谐振负载。其中开关S1～S4可选用IGBT、SIT、MOSFET、SITH等具有自关断能力的电力半导体器件。逆变器为单相全桥电路，其控制方法是同一桥臂的两个开关管的驱动信号是互补的，斜对角的两个开关是同时开通与关断的。 2串联谐振逆变器的控制方法 2.1 调幅控制（PAM）方法 调幅控制方法是通过调节直流电压源输出（逆变器输入）电压Ud（可以用移相调压电路，也可以用斩波调压电路加电感和电容组成的滤波电路，来实现调节输出功率的目的。即逆变器的输出功率通过输入电压调节，由锁相环（PLL）完成电流和电压之间的相位控制，以保证较大的功率因数输出。 这种方法的优点是控制简单易行，缺点是电路结构复杂，体积较大。 2．2 脉冲频率调制(PFM)方法 脉冲频率调制方法是通过改变逆变器的工作频率，从而改变负载输出阻抗以达到调节输出功率的目的。 从串联谐振负载的阻抗特性 可知，串联谐振负载的阻抗随着逆变器的工作频率（f）的变化而变化。对于一个恒定的输出电压，当工作频率与负载谐振频率偏差越大时，输出阻抗就越高，因此输出功率就越小，反之亦然。 脉冲频率调制方法的主要缺点是工作频率在功率调节过程中不断变化，导致集肤深度也随之而改变，在某些应用场合如表面淬火等，集肤深度的变化对热处理效果会产生较大的影响，这在要求严格的应用场合中是不允许的。但是由于脉冲频率调制方法实现起来非常简单，故在以下情况中可以考虑使用它： 1）如果负载对工作频率范围没有严格限制，这时频率必须跟踪，但相位差可以存在而不处于谐振工作状态。 2）如果负载的Q值较高，或者功率调节范围不是很大，则较小的频率偏差就可以达到调功的要求。 2．3脉冲密度调制（PDM）方法 脉冲密度调制方法就是通过控制脉冲密度，实际上就是控制向负载馈送能量的时间来控制输出功率。其控制原理如图2所示。 这种控制方法的基本思路是：假设总共有N个调功单位，在其中M个调功单位里逆变器向负载输出功率；而剩下的N－M个单位内逆变器停止工作，负载能量以自然振荡形式逐渐衰减。输出的脉冲密度为M/N，这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了。因此通过改变脉冲密度就可改变输出功率。 脉冲密度调制方法的主要优点是：输出频率基本不变，开关损耗相对较小，易于实现数字化控制，比较适合于开环工作场合。 脉冲密度调制方法的主要缺点是：逆变器输出功率的频率不完全等于负载的自然谐振频率，在需要功率闭环的场合中，工作稳定性较差。由于每次从自然衰减振荡状态恢复到输出功率状态时要重新锁定工作频率，这时系统可能会失控。因此在功率闭环或者温度闭环的场合，工作的稳定性不好。其另一个缺点就是功率调节特性不理想，呈有级调功方式。 2.4谐振脉冲宽度调制(PWM)方法 在图3中，谐振脉冲宽度调制是通过改变两对开关管的驱动信号之间的相位差来改变输出电压值以达到调节功率
推挽逆变器的原理分析
一推挽逆变器的原理分析 主电路如图1所示： Q1，Q2理想的栅极（UG1,UG2）漏极(UD1,UD2)波形如图2所示：
实际输出的漏极波形： 从实际波形中可以看出，漏极波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2两管同时截止的死区处都长了一个长长的尖峰，这个尖峰对逆变器/UPS
性能的影响和开关管Q1,Q2的威胁是不言而喻的，这里就不多说了。 二 Q1,Q2两管漏极产生尖峰的成因分析 从图1中可以看出，主电路功率元件是开关管Q1,Q2和变压器T1。 Q1,Q2的漏极引脚到TI初级两边走线存在分布电感， T1初级存在漏感，当然T1存在漏感是主要的。考虑到漏感这个因素我们画出推挽电路主电路等效的原理图如图4所示： 从图4中可以看出L1,L2就等效于变压器初级两边的漏感，我们来分析一下Q1导通时的情形：当Q1的栅极加上足够的驱动电压后饱和导通，电池电压加到漏感L1和变压器T1初级上半部分，当然绝大部分是加到T1初级上半部分,因为L1比T1初级上半部分电感小得多。此时Q2是截止的，主电路电流方向为从电池正极到T1初级上半部分到L1到Q1的DS再回到电池的负极;L1上电压的极性为左负右正，T1初级上半部分电压的极性为上负下正，如图5所示：
当Q1栅极信号由高电平变为低电平时，此时Q2也还截止，即死区处Q1,Q2都不导通，T1初级上半部分由于和次级耦合的原因，能量仅在Q1导通时向次级传递能量，到Q1截止时T1初级上半部分上端的电位已恢复到电池电压，而L1可以看做是是一个独立的电感，它储存的能量耦合不到变压器T1的次级。但是，随着Q1由导通转向截止，L1上的电流迅速减小，大家知道电感两端的电流是不能突变的，根据自感的原理L1必然要产生很高的反向感生电动势来阻碍它电流的减小，所以此时电感电压的极性和图5相反，T1初级上半部分的电压为0，两端点的电压都等于电池电压，此时Q1漏极的电压就等于L1两端的电压和电池电压之和，这就是Q1,Q2两管漏极产生尖峰的原因，如图6所示。