开关电源环路控制之传递函数

控制环路设计

开关电源控制环设计资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。

开关电源闭环反馈响应及测试

开关电源闭环反馈响应及测试开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时，反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量：相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值，以度为单位表示。增益裕量:当总相位延迟为360 时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45 （小于315 ）。当环路相位延迟达到360 时，增益裕量为-20dB或更低。如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。在这一例子中，从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 （360 到 278 ）。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。测试信号注入为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。

开关电源反馈设计

第六章开关电源反馈设计除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1）为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2）对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图

环路相位-开关电源稳定性设计

环路相位-开关电源稳定性设计专业技术环路相位-开关电源稳定性设计摘要：环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈的相位保持在180°以内，那么控制环路将总是稳定的。当然，在现实中这种情况是不会存在的，由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移，如果不采用适合的环路补偿，这类相移同样会导致开关电源的不稳定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指：相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时，只在设计反激变换器时才考虑增益裕度，设计其它变换器时，一般不使用增益裕度。在开关电源设计中，相位裕度有两个相互独立作用：一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程；另一个作用是当元器件参数发生变化时，仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时，电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下，环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下，这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大，考虑在所有负载和输入电压下环路和相

开关电源环路设计过程

1. 绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和

BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，

开关电源环路设计(详细)

6.4 开关电源闭环设计从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压U ref ，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准一定时，取样电路分压比（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ）。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180°，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需考虑误差放大器和PWM 。对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起U o 的变化，经R 1和R 2取样（反馈网络），送到误差放大器EA 的反相输入端，再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化，再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中，直流电平U ea 与输入B 端0～3V 三角波U t 比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加，因U o =U y t o n /T ，U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加，并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少， U o 恢复到它的初始值。当然，反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点－发射极还是集电极－输出，必须保证当U o 增加，要引起t on 减少,即负反馈。应当注意，大多数PWM 芯片的输出晶体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，U s 送到EA 的反相输入端，PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极（N 沟道MOSFET 的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。然而，在某些PWM 芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波U t 与直流电平（U ea ）相交时间图6.31 典型的正激变换器闭环控制

比例阀控制系统传递函数Word版

0 引言最近10年来发展起来的电液比例控制技术新成员——伺服比例阀，实际上是电液比例技术与电液伺服阀的进一步的“取长补短”式的融合。伺服比例阀(闭环比例阀)内装放大器，具有伺服阀的各种特性：零遮盖、高精度、高频响，但其对油液的清洁度要求比伺服阀低，具有更高的工作可靠性。电液伺服控制系统多数具有良好的控制性能，并具有一定的鲁棒性，有广泛的应用。电液伺服系统的动态特性是衡量一套电液伺服系统设计及调试水平的重要指标。电液伺服系统由电信号处理装置和若干液压元件组成，元件的动态性能相互影响，相互制约及系统本身所包含的非线性，致使其动态性能复杂，因此，电液伺服控制系统的仿真受到越来越多的重视。电液技术的不断发展和人们对电液系统性能要求的不断提高，了解电液伺服系统过程中的动态性能和内部各参变量随时间的变化规律，已成为电液伺服系统设计和研究人员的首要任务在系统工作过程中，主要液压元件的动态响应、系统各部分的压力变化，执行元件的位移和速度等，都是人们非常关心的。本文以电液伺服比例阀控液压缸为例，针对Matlab/Simulink 在电液伺服控制系统仿真分析中的局限性，采用AMESim 和Matlab/Simulink 联合仿真模型，取得了良好的效果。 1 系统组成及原理电液伺服控制系统根据被控物理量（即输出量）分为电液位置伺服系统，电液速度伺服系统，电液力伺服系统三类。本文主要介绍电液位置伺服系统的仿真研究。其中四通阀伺服比例阀控液压缸的原理如图所示。

图1 阀控缸－负载原理图系统组成图电液位置伺服控制系统是最为常见的液压控制系统，实际的伺服系统无论多么复杂，都是由一些基本元件组成的。控制系统结构框图见图2所示。图2 电液伺服控制系统的结构框图

开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计

开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计万山明，吴芳 (华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉430074）摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制 0 引言设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。 1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。R e为滤波电容C的等效串联电阻，R o为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图1中所示。图1 典型Buck电路

S 导通时，对电感列状态方程有 O U Uin dt dil L -= ⑴ S 断开，D 1续流导通时，状态方程变为 O U dt dil L -= （2）占空比为D 时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DT s 和（1－D ）T s 的时间（T s 为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为 ())()(O in O O in U DU U D U U D dt dil L -=--+-=1 稳态时，dt dil =0，则DU in =U o 。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D 和输入电压U in 成正比。由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得 L =(D ＋d )(U in ＋)－(U o ＋) （4）式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。上标为波浪符的量为波动量，d 为D 的波动量。式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得 L =D ＋dU in －（5）由图1，又有 i L =C ＋（6） U o =U c ＋R e C （7）

开关电源PCB设计要点及实例分析

开关电源PCB设计要点及实例分析开关电源PCB设计要点及实例分析开关电源PCB设计要点及实例分析为了适应电子产品飞快的更新换代节奏，产品设计工程师更倾向于选择在市场上很容易采购到的AC/DC适配器，并把多组直流电源直接安装在系统的线路板上。由于开关电源产生的电磁干扰会影响到其电子产品的正常工作，正确的电源PCB设计就变得非常重要。开关电源PCB设计与数字电路PCB设计完全不一样。在数字电路排版中，许多数字芯片可以通过PCB软件来自动排列，且芯片之间的连接线可以通过PCB软件来自动连接。用自动排版方式排出的开关电源肯定无法正常工作。所以,设计人员需要对开关电源PCB设计基本规则和开关电源工作原理有一定的了解。 1 开关电源PCB设计基本要点 1.1 电容高频滤波特性图1是电容器基本结构和高频等效模型。图1 电容器结构和寄生等效串联电阻和电感电容的基本公式是 C=Εrε0 （1）

式（1）显示，减小电容器极板之间的距离（D）和增加极板的截面积（A）将增加电容器的电容量。电容通常存在等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）二个寄生参数。图2是电容器在不同工作频率下的阻抗（ZC）。图2 电容阻抗（ZC）曲线一个电容器的谐振频率（F0）可以从它自身电容量（C）和等效串联电感量（LESL）得到，即 F0= （2）当一个电容器工作频率在F0以下时，其阻抗随频率的上升而减小，即 ZC= （3）当电容器工作频率在F0以上时，其阻抗会随频率的上升而增加，即 ZC=J2πfLESL（4）当电容器工作频率接近F0时，电容阻抗就等于它的等效串联电阻（RESR）。电解电容器一般都有很大的电容量和很大的等效串联电感。由于它的谐振频率很低，所以只能使用在低频滤波上。钽电容器一般都有较大电容量和较小等效串联电感，

开关电源反馈电路

电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性； 2、很高的输出电压精度； 3、具有内在对功率开关电流的控制能力； 4、良好的并联运行能力。由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。一、uc3842简介图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。图1UC3842的内部结构框图如下： UC3842具有以下特点： 1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉； 2、电压调整率很好； 3、负载调整率明显改善； 4、频响特性好，稳定幅度大； 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压

开关电源控制环设计原理

开关电源控制环设计原理 1. 绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。图1 2.3 零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

图2 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。图3 3.0 开关电源的理想增益相位图设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。

开关电源环路补偿

今天作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路. 示意图:

这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图. 递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数. bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化二：单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频率较低的

电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿. 双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.

三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。 C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰. 串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮. 并聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大

开关电源反馈电路设计指导

开关电源设计学习园地https://www.360docs.net/doc/c63366537.html, 开关电源控制环设计资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB 每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

开关电源控制环路分析

开关电源控制环路分析摘要开关电源被誉为高效节能型电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。同时，开关电源也是反馈回路控制系统，所谓电路反馈，就是指将放大电路的输出量(电压或电流信号)的部分或全部，通过一定方式(元件或网络)返送到输入回路的过程，完成输出量向输入端回送的电路称为反馈元件或反馈网络。关键词零极点幅值裕度相位裕度 1 引言稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的，如果没有足够的相位裕度和幅值裕度，电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡。下面先介绍三种控制方式的各种零，极点的幅频和相频特性，再对最常用的反馈调整器TL431的零、极点及特性进行分析。Topswitch是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片，它的控制方式是比较复杂的电压型控制，内部集成了一部分补偿功能，最后分析一个Topswitch设计的电源，对它的环路进行解剖。 2 环路补偿方式及TL431特性 2.1 单极点补偿适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB。图1 2.2 双极点，单零点补偿适用于功率部分只有一个极点的补偿，例如所有电流型控制和非连续方式电压型控制。

图2 2.3 三极点、双零点补偿适用于输出带LC谐振的拓扑，例如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。图3 2.4 TL431输出供电时的零极点特性 TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件，其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响。图4 其中：

稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的

稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的，如果没有足够的相位裕度和幅值裕度，电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡。下面先介绍了控制环路分析里面必须用到的各种零，极点的幅频和相频特性；然后对最常用的反馈调整器TL431的零，极点特性进行分析；TOPSWITCH是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片，它的控制方式是比较复杂的电压型控制，为了方便一般使用者，内部集成了一部分补偿功能，所以很多工程师不清晰它的整个环路，最后运用上面的理论分析一个TOPSWITCH设计的电源，对它的环路的每一个部分进行了解剖，可以使工程师更好地应用TOPSWITCH及解决设计中遇到的环路问题。波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具，它可以使复杂的幅频和相频响应的计算变成简单的加减法，特别是使用渐近线近似以后，只需要计算渐近线改变方向点的值。增益按-20dB/10倍频程下降, 相位近似按-45°/10倍频程下降。最大相移为-90° 增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按45°/10倍频程上升，最大总相移为90°

右半平面零点是反激和BOOST电路里面特有的现象。增益按20dB/10倍频程上升，相位近似按-45°/10倍频程下降，总相移为-90°,右半平面零点是几乎无法补偿的，做设计时尽量把其频率提升或降低带宽。 Q值是电路的品质因数，过了谐振点后，增益按－40dB/10倍频程下降, 相位依Q值的不同有不同的变化率，Q值越大，相位变化越剧烈，在谐振点相位是-90°, 最大总相移为-180°

Q值是电路的品质因数，R2是负载电阻，R1是电感的电阻，电容的ESR, 整流管内阻，和代表磁心损耗和漏感损耗的合成电阻。大部分的AC/DC电源，由于损耗较高，一般Q值很难大于3. 当Q值较低时(Q<<0.5)，双极点响应会退化为两个单极点响应，如上图所示。TL431用输出供电时的零，极点特性 TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件，其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响，而以前的分析资料常常忽略这一点。下面分析常见的供电和输出反馈接在一起时的传递函数。

开关电源反馈环路设计应用笔记

AND8242/D 19 V , 3.0 A Universal Input AC-DC Adaptor Using NCP1271 Prepared by: Jon Kraft and Kahou Wong ON Semiconductor INTRODUCTION The N CP1271 is one of the latest fixed-frequency current-mode PWM switching controllers with (1) adjustable Soft-Skip t standby operation for low-level audible noise, (2) integrated high-voltage startup for saving standby power, (3) timer based overload fault detection, and (4) internal latch protection features. Table 1 summarizes all the features of an NCP1271 based power supply. This application note presents an example circuit (Figure 1) using the NCP1271 (65 kHz version) in a flyback topology. The design steps and subsequent measurements are also included. An Excel based design worksheet is available at https://www.360docs.net/doc/c63366537.html,. The measurements show that the 19 V , 3.0 A circuit delivers above 85% across a universal input (85 to 265 Vac).The no load standby consumption is 83 mW at 230 Vac and the light load operation is greater than 75% efficient. Figure 1. Application Circuit Schematic APPLICATION NOTE https://www.360docs.net/doc/c63366537.html,

开关电源环路设计过程

开关电源环路设计过程功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电下面几页将展示控制环的简单化近似首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关测试结果和测量方法也基本控制环概念传输函数和博得图它由增益和相位因素组成并可以在博得图整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他极点在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明零点在博得图中，零点发生在 20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增， 90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系 3。开关电源的理想增益相位图通常，这个目标是建立一个简单最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速相位裕量 4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制 -180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量0度开始测量。当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然 45度， 45度时，能提供最好的动态响应，短的调增益带宽 4，增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿 2 （更严谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率，译注），则被采

开关电源环路设计的一些看法

其实可以先看看自动控制PID那章。P调节。就是纯电阻，无C,L、这个调节就是个衰减，或者放大。使得系统有静差。开环增益加大，稳态误差减小，fc增大，过渡过程缩短，系统稳定性变差。这种很少很少用。改进一下，PI调节：消除静差。打个比方，就是431的R和K之间放置2个元件，R串C。好处就是提供了负的相角，因为有了一个极点一个零点。极点在0点。使得相角裕量减小，所以，降低了系统的相对稳定性。但是，穿越频率fc有所增加。PD调节。这个用的不多。PD调节增大了系统的fc，导致系统响应加快，相位裕量增加。高频时有噪声。PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。低频时提升静态性能，高频时提升稳定性以及响应速度。反激中用的比较多的是改进型PI，也就是type II和III。那么，理想的传函应该是什么样子：1.低频段：高增益，以减小静差；2.中频段：fc附近，-20db，确保足够的相位裕量；3.高频段：增益要小，以降低开关谐波极其噪声的影响。如果此时-40db下降都无法解决，那么，再加低通滤波器。如果此时TYPE II不足以提供足够的相位裕量，那么，上TYPE III试试。归纳一下：低频段：稳态性能；中频段：动态性能；高频段：抗干扰性能。fc大，则快速性好，但是抗干扰能力下降，中频段最能反映系统的稳定性，快速性。小信号分析时，分压网络里的那个接地的电阻啥时候在传递函数里出现，啥时候不需要考虑吧。你用哪个运放组成误差放大网络？是431的，还是PWM控制器本身自带的？这是一个问题。可以简单地理解PID作用的分工：P：粗调I：细调D：预测。分压后，直接将反馈电压送到反相端，分压网络的下端电阻，在交流分析中，是不考虑的。如果反馈电压通过电阻输入给反向端，分压网络的下端电阻，是要考虑进去交流分析的。正解。旅长这句话说的很精彩，PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。以前还真没注意到这个细节，类似于滞后-超前补偿的说法。只是现实中的补偿器，无论是2型还是3型，都不是单纯的pid。是的TYPE II，好像在自控书上就叫做改进型PI调节。P是必须的，I,D可以互相转换的，这样绕不绕口？P是根本，I和D 属于点缀，但I和D不能互换吧，各自的作用是不同的，不知旅长所言互换为何意啊。我也不知道。旅长在上面说I和D可以互换，我问的是互换为何意？是零极点前后位置可以互换，还是I和D的作用可以互换，缘何作此答？作用。请明确：fc是什么频率？穿越频率，交越频率。其实，自动控制里面都讲到了ωc。和这里的fc就是一个简单的系数（2π）的问题。里面看博德图，你很快就会发现，其实问题很简单。很多书上也说是截止频率，这个表述应该是很好的。还有的说是交界频率。其实就是开环对数幅频特性等于0db的频率值。这个值越大，系统快速性越好。这个值，大概在0.1~0.2的开关频率之间。“转折频率”是同一个频率吗？转折频率跟穿越频率不是一回事情。穿越频率，是增益为0db时的频率，也叫截至频率，交越频率。转折频率一般都是增益变化3db时候的频率，频率分析中我们常说的零点和极点，本质也都是转折频率。正解，-3db。P：粗调，就是直流增益。太大了就有可能震荡。就是当前值与给定值做差，放大；I：细调，将误差进行积分；D：预测功能，这个，可以看自控书。D大，就会产生毛刺。判断当前值变化趋势，及时作出调整，减小调节时间，提高响应速度。有N 多种调节办法，但是灵魂就是P肯定是有的，有没有I,D那就看实际情况了。实际上我们开关电源中就是用的改进型PI，也就是type II,type II.很少很少用到D。D，就是在电源输出的地方，串RC到2.5V参考那个脚，我们一般不这么搞。至于改进型PI调节，自控书上都有讲解，我就不罗嗦了。关于type II,type III，GOOGLE上大把大把。关于这方面的计算，也已经完全公式化了。开关电源，主要也就用这2个补偿。其中typeIII用的还比较少。所以，先把3842系列吃透，把TYPEII玩的烂熟，然后回炉，看看自控的书，就OK拉。关于PD调节，对于负载扰动来说，对输出电压造成的纹波，可以看作是输出阻抗与环路整体增益的比值。而PID调节相当于处于反馈通道，增加了PD调节，在前向通道，并没有增加零点。这时候，系统的峰值响应时间（最大过冲时间）并没有降低，降低的是系统调节时间（也就是进入2%误差带的时间），相当于增大了系统的阻尼。其实玩转TYPE3更有味道哈，其余两种可以看做它的特例。有挑战性哈。我记得TI哪篇文章非常详细地讲了TYPE III。关于TYPE2的补偿，VENABLE提出的一个K因子，分析的也比较透彻。Designing Type III Compensation for Current Mode Step-Down Converters，TI的。是不是这个~slva352a[1]。是的，搜Designing Stable Compensation Networks for Single Phase Voltage Mode Buck Regulators。旅长看过的资料真多啊，Designing。Design Type III Compensation Network For Voltage Mode Step-down Converters，来自ANALOGICTECH。我们平时调环路，主要就是调这个补偿电路。我发一问：我们输出的是直流，采集的是直流。那为啥还用运放进行放大？加RC干嘛？要补偿干嘛？这些与交流频率有关系的，与直流有啥关系？直流不是被电容给隔了吗？解释下：开关电源的模型，有三个入口：1、参考输入vref；2、输入母线电压vin；3、负载扰动Io；其中2和3的变动，可以认为是交流的，反馈的目的，就是让输出电压在这些扰动情况下，依然稳定。可以认为是交流上有直流提升。就像纹波一样吧，有交流含量，需要AC耦合去测试。不知道这样理解对不对。这个讲起来很绕口。我觉得这样理解没错。电源的环路调整，针对的小信号模型，是在静态工作点附近展开的。频率分析法也是正弦小信号稳态分析，输入扰动和负载扰动可以用正弦小信号来假设。