高频逆变

PC817的电流传输范围为80%-140%，当PC817二极管正向电流If在3mA左右时传输比在130%左右，三极 管的集射电流Ice在4mA左右变化，而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化。因此可以确定选PC817二极 管正向电流If为3mA，为合适的工作区间.
图 2.5 Pc817 集射电压 Vce 与正向电流 If 的关系 Fig.2.5 Relations between Vce and If of Pc817 从TL431的技术参数知，Vk在2.5V－37V变化时，Ika可以在从1mA到100mA以内很大范围里变化，一般选 20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。这里通过分压和设定工作参数实现电压闭环反馈。 为了使TL431能正常的工作要求首先要满足V k =12 -I f × R 68 >2.5V+ Vd，而且通过查数据手册得V d =1.2V 所 以V k =12-1.2-I f × R 68 >2.5V，所以得R68<2.7k ，PC817光耦能流过的电流最大为100mA,所以R68不能取太 小这里取1.8k。TL431参考输入端的电流，一般此电流为2 µ A左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪 音的影响，一般取流过电阻R68的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K。 通过上述参数设计可以保证当直流母线输出电压变化时，TL431的输出电流会发生相应变化（线性） ， 使流过PC817光耦二极管的电流发生变化导致输出电流和电压发生变化，从而使SG3525的反馈电压发生改 变来调节占空比。PC817的输出端可以等效成一个滑动变阻器考虑。当输出电压升高时输入到PC817的电流 增加，Ic和Vce均变小相当于等效电阻的值变小，因此SG3525的反馈电压升高将减少输出电压的占空比，反 之考虑的方法一样。 用上述的方法可以实现直流母线电压闭环反馈可以达到很好的效果。 2-2-3 机内辅助电源 电源内必须为各种运放比较器、控制芯片、单片机提供电源。本设计中 DC/DC 部分电源直接从蓄电池 取电经过 7805 变成标准的+5v，供各种控制芯片使用。考虑到后端与前端不共地，在变压器中加入了附加 绕组在后端正常工作时经滤波后其电压为+12v,通过 7805 变成标准的+5v 给单片机和后端的芯片供电。 考虑 到系统工作的稳定性， 在单片机中加入了延时程序， 即在推挽电路工作 5ms 后单片机才开始主程序。 DC/AC 部分所有芯片在电源端口均加 0.1 µ F 的高频去耦电容，增加系统供电的稳定性。
§2-3 推挽电路环节主电路器件的选取
2-3-1 开关器件 装置的输入部分具有低压大电流的特点。为提高装置的效率选用通态电压低，导通电阻小的 MOSFET 作为主开关器件较为适宜。
1)额定电压 由电路工作原理可知:功率开关管的最大应力为 2Vin，考虑到 15V 过压保护，15 × 2.5=37.5V，考虑到分 布电感引起的电压尖峰及可靠性设计，选用 65V 耐压的 MOSFET 开关管。 2)额定电流 直流电源向 DC/DC 环节的输入电流按最恶劣条件下输出额定功率考虑: I i max =
(a)封装
(b)等效电路 图 2.4 Tl431 管脚和等效电路图 Fig.2.4 Equivalent cirtuit and pins of tl431
主要包括4个部分，误差放大器、内部2.5V基准电压源、NPN型晶体管和保护二极管。误差放大器的同 相输入端接从电阻分压器上得到的取样电压，反相输入端接内部2.5V基准电压，当某种原因使输出电压增 高时，取样电压R端的电压也随之增高，则误差放大器的输出电压升高，晶体管的基极电流变大，改变集电 极电流，即TL431的阴极电流。在实际应用中，常把TL431与光藕的一次二极管串联，通过TL431电流变化 调节光藕二次侧晶体管电流，达到调节PWM的目的。 2. PC817
1 CT (0.7 RT + 3RD )
[8]
(2-1)
通常在电路中为了避免两个管子直通加入死区时间，SG3525 中通过设置 RDCT 可以实现这一功能。死区时 间为 1.3 × RDCT。由于 SG3525 为推挽输出，因此可以直接驱动 M5、M6。
(a)内部结构
(b)封装 图 2.2 SG3525 内部结构和封装
PO 150 = =17.7 ηVi min Dmax 0.8 × 10.8 × 0.98
(2-2)
公式中 V i min 为输入电压最小值 。D max 为最大占空比 3525 最大占空比为 0.49 × 2=0.98。 I i max 由两个开关管分担，并考虑励磁电流和电流的脉动，则开关关的容量应为 10A 左右，考虑到以后想扩 充到 500W， I i max =
§2-2 推挽电路的控制电路
2-2-1 SG3525 的内部结构 电压调节芯片 SG3525 是一种性能优良，功能全面及通用性强的集成 PWM 电压控制芯片。它具有振荡 器外同步，内置基准电压源，死区调节，PWM 锁存器以及输出级的最佳设计等特点。 SG3525 为 16 脚芯片，具体的内部结构和封装如图所示。其中，脚 16 为 SG3525 的基准电压源输出， 精度可以达到（5.1±1％）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚 5，脚 6，脚 7 内有一个双门 限比较器，内电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成 SG3525 的振荡器。振荡器还设有外同步 输入端(脚 3)。脚 1 及脚 2 分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分 放大器，直流开环增益为 70dB 左右。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚 9 和脚 1 之 间一般要添加适当的反馈补偿网络。由于用 SG3525 控制推挽电路因此每个管子只能输出占空比<50％的驱 动信号。SG3525 的振荡频率为： fs=
变压器副边为全桥整流电路，加在整流二极管上的反向电压为 V DR =KV in ，整流管上承受的最大反向 电压 V DR max =KV in max =400V （直流侧最高电压） 。 在整流开关时有一定的电压振荡， 因此要考虑 1.5 倍裕量, 则额定电压为 400 × 1.5=600V。 2)额定电流 在全桥整流电路中，在一个开关周期内，整流开关情况为：当变压器副边有电压时，只有两个整流管 导通工作。当变压器副边电压为零时，四个整流管同时导通近似认为它们流过的电流相等，均为负载电流 的一半，可近似按下式近似计算整流管的电流：
−6
） × 。采用 SG3525 控制，出于安全考虑要求逆变电源输入输出电气隔离为了满足这一要求用 TL431 和 PC817 实现电压闭环反馈。 输入电源经过电解电容和并联的输入电容，衰减主电路输入端电压脉动，滤除由电源方向引入的高频 分量，抑制电源对装置控制部分的干扰。 主电路采用 PWM 推挽电路。由于输入端为低压大电流，为了进一步提高装置的效率，两个推挽管选用 了具有低导通压降的 MOSFET 开关管。PWM 推挽电路为高频变压器提供脉宽可调的高频交流方波电压。 变压器副边输出电压经全桥整流电路和滤波电容得到 360V 的直流电压。高频 DC/DC 环节的输出滤波电容 同时又是逆变器的输入滤波电容。 变压器原边为通过中心抽头连接的两组线圈，它们通过开关元件 M5、M6 轮流接通直流电源。按照图 2.1 中所示的绕组极性，当 M5 导通时变压器的同名端电压为负，变压器输出侧电压为上负下正，当 M6 导通 时变压器的同名端电压为正，变压器输出侧电压为上正下负。因为变压器为升压变压器，则该交变电压经 桥式整流和滤波便可得到一个高压直流电压，实现了升压 DC/DC。这里的 M5、M6 轮流切换导通的频率为 35k，因此称为高频链 DC/DC 环节。用高频变压器实现原副边的能量藕合传输，也在很大程度上减少升压 变压器的体积。
推挽电路的缺点
[7]
是开关元件承受的电压应力两倍于输入直流电压，变压器原边利用率也不如半桥、
全桥那样高。两路相位相反的 PWM 驱动脉冲分别加到开关管 M5、M6 的门极，当 M5 导通时，M6 截止，输 入电压加在变压器原边绕组 L 1 上,由于两个绕组匝数相同，感应电压也叠加在 L 2 上，所以在 L2 上将施加两 倍的电源电压，即 2Vi。当驱动脉冲结束后(死区时间)，M5、M6 端电压都为 Vi。当 M6 导通，M5 截止时， 工作过程和上面类似。 虽然有上述缺点但在低输入电压(如低于 48v DC)时，电压应力问题并不严重，而且推挽线路比半桥或 全桥优越之处在于导电回路中只有一个开关元件工作，从而具有较低的开关通态损耗而有利于提高效率。 所以在低电压输入的功率变换器多采用推挽技术。采用推挽电路时驱动电路也比较简单，由于两个开关管 的 s 极接地，可以直接用 SG3525 驱动，省去了全桥电路或半桥电路中上管的浮地驱动的问题。
500 =59A 0.8 × 10.8 × 0.98
(2-3) (2-4)
1 I i max =0.5 × 59=29.5A 2
选用 60A 的 MOSFET。 考虑到综上的计算选用 IRFZ48N，MOSFET 的具体参数如下： V DSS =55V,R DS ( on ) =14m Ω ,I D =64A,C oss =470pF,C iss =1790pF,C rss =120pF。 2-3-2 整流二极管的选取 主电路的开关频率为 35KHz，整流二极管应选用快恢复二极管。 1)额定电压
Fig.2.2 Interal structure and packaging 2-2-2 直流母线电压闭环控制 一个设计完整的电源在输入直流电压和负载产生扰动和变化时应保持输出交流电压的稳定，输出交流 电压的闭环控制是不可缺少的。
图 2.3 直流母线反馈电路 Fig.2.3 DC bus feedback circuit DC/DC环节的输出电压是后级SPWM逆变器的直流输入电压，后级DC/AC的电压调整是建立在前级基 础上的，输出电压稳定性很大程度上取决于前级输出的直流母线电压，如果前级输出直流母线电压不能保 证在一个合理的范围内，后级DC/AC环节就不能进行很好的调整。因此需要对前级的DC/DC环节加入电压 闭环控制。