IGBT功率损耗计算--蔡华
IGBT损耗计算
IGBT损耗计算单元内部损耗主要由单元内部的IGBT、整流桥、均压电阻、电解电容等产生，算出这些器件的损耗值便能算出单元的效率。
一、IGBT损耗计算IGBT的损耗主要分为IGBT的通态损耗和开关损耗以及IGBT中续流二极管的通态损耗和开关损耗，（1）IGBT的通态损耗估算IGBT的通态损耗主要由IGBT在导通时的饱和电压Vce和IGBT的结热阻产生，IGBT通态损耗的计算公式为：2 21 Ip Ip Ip Ip Pt _ igbt = —（Vce ——+ Rthjc -------- ）+ m * cos © （Vce ——+ Rthjc---------------------------------------------------- ）2 兀 4 8 3兀式中：Pt-igbt----IGBT的通态损耗功率（W）Vce——IGBT通态正向管压降（V）Rthjc----IGBT 结热阻（K/W）lp----IGBT通态时的电流（A）m----正弦调制PWM输出占空比cos© ----PWM输出功率因数（2）IGBT开关损耗计算IGBT的开关损耗主要是由于IGBT开通和关断过程中电流Ic与电压Vce 有重叠，进而产生开通能耗Eon和关断能耗Eoff, IGBT的开关能耗大小与IGBT 开通和关断时的电流Ic、电压Vce和芯片的结温有关，IGBT开关能好的计算公式为：1Pk -igbt * f * （E o n Eoff）兀式中：Pk-igbt----IGBT开关热损耗值（W）f----IGBT 开关频率（Hz）Eon----IGBT单次接通脉冲的能量损耗（W）Eoff----IGBT单次关断脉冲的能量损耗（W）（3）续流二极管通态损耗计算续流二极管在导通状态下存在正向导通压降Vf，其大小由通过的电流和芯片的结温有关。
由于Vf和结热阻的存在，当有电流通过时会生成二极管在通态状态下的损耗。
IGBT的驱动特性及功率损耗计算
IGBT的驱动特性及功率损耗计算作者：海飞乐技术时间：2017-05-17 15:361.IGBT的驱动特性1.1驱动特性的主要影响因素IGBT的驱动条件与IGBT的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和dv/dt引起的误触发等问题。
栅极电压Uge增加(应注意Uge过高而损坏IGBT)，则通态电压下降(Eon也下降)，如图1所示(此处以200 A lGBT为例)。
由图中可看出，若Ugc固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高。
如图1a，电流容量将随结温升高而减少(NPT工艺正温度特性的体现)如图1b所示。
图1 栅极电压Uge与Uce和Tvj的关系栅极电压Uge直接影响IGBT的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT的开通损耗和导通损耗，但同时将使lGBT能承受的短路时间变短(10 µs以下)，使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般Vge可选择在-10~+15 V之间，关断电压-10V，开通电压+15V。
开关时Uge与lg的关系曲线见图2a和图2b所示。
图2 开关时Uge与Ig的关系曲线栅极电阻Rg增加，将使IGBT的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加，但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI的影响。
而门极电阻减少，则又使di/dt增大，可能引发IGBT误导通，但是，当Rg减少时，可以使得IGBT关断时由du/dt所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT承受短路能量的能力，所以Rg 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
图3为Rg大小对开关特性的影响，损耗关系请参照图4所示。
图3Rg大小对开关特性的影响(di/dt大小不同)图4 门极电阻Rg与Eon/Eoff由上述可得IGBT的特性随门极驱动条件的变化而变化，就象双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基板驱动而变化一样。
但是lGBT所有特性难以同时最佳化，根据不同应用，在参数设定时进行评估，找到最佳折冲点。
变频器中的IGBT模块损耗计算及散热系统设计
变频器中的IGBT模块损耗计算及散热系统设计一、本文概述随着电力电子技术的快速发展，变频器作为电能转换与控制的核心设备，在工业自动化、新能源发电、电动汽车等领域得到了广泛应用。
绝缘栅双极晶体管（IGBT）作为变频器的关键功率器件，其性能直接影响到变频器的效率和可靠性。
IGBT模块的损耗计算和散热系统设计是变频器设计中的重要环节，对于提高变频器性能、降低运行成本、延长设备寿命具有重要意义。
本文旨在探讨变频器中IGBT模块的损耗计算方法和散热系统设计原则。
我们将分析IGBT模块的工作原理和损耗产生机制，包括通态损耗、开关损耗等。
在此基础上，我们将介绍损耗计算的数学模型和计算方法，以及如何通过实验手段验证计算结果的准确性。
我们将重点讨论散热系统的设计原则和优化方法，包括散热器结构设计、散热风扇的选择与控制、散热系统的热仿真分析等。
本文将总结一些实际应用中的经验教训，提出针对IGBT模块损耗计算和散热系统设计的优化建议，为变频器设计工程师提供有益的参考。
通过本文的研究，我们期望能够为变频器设计中的IGBT模块损耗计算和散热系统设计提供理论支持和实践指导，推动变频器技术的持续发展和应用创新。
二、IGBT模块损耗计算绝缘栅双极晶体管（IGBT）是变频器中的关键元件，其性能直接影响变频器的效率和可靠性。
IGBT模块的损耗计算是散热系统设计的基础，对于确保变频器的稳定运行具有重要意义。
IGBT模块的损耗主要包括通态损耗和开关损耗两部分。
通态损耗是指IGBT在导通状态下，由于电流通过而产生的热量损耗。
开关损耗则发生在IGBT的开通和关断过程中，由于电压和电流的乘积在时间上的积分不为零，导致能量损失。
通态损耗的计算公式为：Pcond = Icoll * Vce(sat)，其中Icoll 为集电极电流，Vce(sat)为饱和压降。
饱和压降是IGBT导通时电压降的一个重要参数，它与集电极电流、结温和门极电流等因素有关。
igbt损耗计算
开关损耗
导通损耗：
Pc=I
DSU
ONδ：
导通工作电流*压降*占空比=20*1.8*0.85=31
300A*1.7V*.85=450
Ps=24*20*(500+600)ns*8k/2=2.12
300V*300A*(550+300)*8k/2=330
总的igbt+二极管损耗40w,800W
设环境温度35
则结温=35*0.8+8*3.4+35=85度。
在允许温度内
0.11*800+35+150*0.18=150度，对于cm600dy-12NF 已达到允许结温，必须散热。
散热计算：
1.电器热量(H)=热功率(P)*秒(t)/4.2单位焦耳
空气冷却器最高传热系数600kcal/m2/h/摄氏度,考虑实际情况取200，设热传递总温差为5度，则散热器鳍片面积
空气流量小时对于此类应用有一个风扇就行了
经验估算：
每瓦功率需要散热面积大约6平方厘米。
小于计算值每瓦功率需要风量0.54CFM（立方英尺/分）（0.986m^3/小时）40*0398近似等于计算值。
1/ 2
对于1000waigbt全桥需要散热面积为6000平方厘米
风量1000立方米/小时。
计算风扇尺寸转速：
风量60/转速（2000/min）则每转风量=0.085m^3,风速设定为3m/s则风扇面积=0.03m^2,边长选择20cm
转速2000，面积20*20cm^2,出口风速大于3m。
2/ 2。
IGBT的驱动特性及功率损耗计算
IGBT的驱动特性及功率损耗计算IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电力电子领域。
IGBT的驱动特性和功率损耗计算是研究和设计IGBT电路时重要的考虑因素。
以下是对IGBT驱动特性和功率损耗计算的详细介绍。
一、IGBT的驱动特性1.输入阻抗：IGBT的输入阻抗较高，通常在几百欧姆到几兆欧姆之间，可以接受微弱的输入信号。
2.输入电容：IGBT的输入电容通常较大，约为几十皮法（pF），需要充放电过程来实现开关控制。
3.驱动电压：IGBT的驱动电压通常在12V至15V左右，在工作过程中，需要适当控制驱动电压的大小和时间，以保证其正常工作。
4.驱动电流：IGBT的驱动电流是驱动IGBT的关键参数，通常需要较大的驱动电流来保证IGBT的稳定工作。
5.驱动方式：常见的IGBT驱动方式有电流驱动和电压驱动两种。
电流驱动方式可以提供更好的保护性能和更高的驱动能力。
6.驱动信号：IGBT的驱动信号通常为脉宽调制（PWM）信号，通过控制脉宽来调节流过IGBT的电流，从而实现对电路的开关控制。
7.驱动时间：IGBT的驱动时间是指IGBT从关断到导通或从导通到关断的时间，通常需要较短的驱动时间来保证IGBT的快速开关。
IGBT在工作过程中会产生一定的功率损耗，包括导通损耗、关断损耗和开关损耗。
功率损耗的计算对于设计IGBT电路和散热系统非常重要。
1.导通损耗：IGBT在导通状态下会有一定的导通电压降和导通电流，导致功率损耗。
导通损耗可以通过以下公式计算：Pcon = Vce × Ic其中，Pcon为导通损耗，Vce为导通电压降，Ic为导通电流。
2.关断损耗：IGBT在关断过程中会有一定的关断电流和关断电压降，导致功率损耗。
关断损耗可以通过以下公式计算：Pdis = Vce × Ic × td其中，Pdis为关断损耗，Vce为关断电压降，Ic为关断电流，td为关断时间。
干货 一文搞懂IGBT的损耗与结温计算
与大多数功率半导体相比，IGBT 通常需要更复杂的一组计算来确定芯片温度。
这是因为大多数IGBT 都采用一体式封装，同一封装中同时包含IGBT 和二极管芯片。
为了知道每个芯片的温度，有必要知道每个芯片的功耗、频率、θ 和交互作用系数。
还需要知道每个器件的θ 及其交互作用的psi 值。
本应用笔记将简单说明如何测量功耗并计算二极管和IGBT 芯片的温升。
损耗组成部分根据电路拓扑和工作条件，两个芯片之间的功率损耗可能会有很大差异。
IGBT 的损耗可以分解为导通损耗和开关（开通和关断）损耗，而二极管损耗包括导通和关断损耗。
准确测量这些损耗通常需要使用示波器，通过电压和电流探针监视器件运行期间的波形。
测量能量需要用到数学函数。
确定一个开关周期的总能量后，将其除以开关周期时间便可得到功耗。
图 1. TO−247 封装，显示了IGBT 芯片（左）和二极管芯片（右）图 2. IGBT 开通损耗波形将开通波形的电压和电流相乘，即可计算出该周期的功率。
功率波形的积分显示在屏幕底部。
这就得出了IGBT 开通损耗的能量。
功率测量开始和结束的时间点可以任意选择，但是一旦选定了一组标准，测量就应始终遵循这些标准。
IGBT导通损耗图 3. IGBT 传导损耗波形导通损耗发生在开通损耗区和关断损耗区之间。
同样应使用积分，因为该周期内的功率并不是恒定的。
图 4. IGBT 关断损耗波形开通、导通和关断损耗构成了IGBT 芯片损耗的总和。
关断状态损耗可以忽略不计，不需要计算。
为了计算IGBT 的总功率损耗，须将这三个能量之和乘以开关频率。
IGBT 损耗必须使用阻性负载或在负载消耗功率的部分周期内进行测量。
这样可消除二极管导通。
图 5. 二极管导通损耗波形FWD反向恢复图 6. 二极管反向恢复波形图 5 和图 6 显示了二极管在整流器或电抗模式下工作期间的电流和电压波形。
二极管损耗的计算类似于IGBT 损耗。
需要了解的是，损耗以半正弦波变化。
如何计算IGBT的损耗和结温？示意图与公式结合讲解清楚
如何计算IGBT的损耗和结温？示意图与公式结合讲解清楚私信“干货”二字，即可领取18G伺服与机器人专属资料！IGBT作为电力电子领域的核心元件之一，其结温Tj高低，不仅影响IGBT选型与设计，还会影响IGBT可靠性和寿命。
因此，如何计算IGBT的结温Tj，已成为大家普遍关注的焦点。
由最基本的计算公式Tj=Ta+Rth(j-a)*Ploss可知，损耗Ploss和热阻Rth(j-a)是Tj计算的关键。
1. IGBT损耗Ploss计算基础知识图1 IGBT导通损耗和开关损耗示意图如上图1所示，IGBT的损耗Ploss主要分为导通损耗Pcond和开关损耗Psw两部分。
1.1 IGBT导通损耗PcondIGBT的导通损耗Pcond主要与电流Ic、饱和压降Vce和导通时间占空比D有关，如公式1所示：其中，电流Ic(t)和占空比D(t)都是随时间变化的函数，而IGBT饱和压降Vce(Ic,Tj)，不仅与电流Ic大小，还与IGBT此时结温Tj相关，如下图2所示：图2 不同温度IGBT饱和压降示意图为简化计算，先将饱和压降Vce(Ic,Tj)近似为Ic的线性函数Vce(Ic)如公式2所示：其中，rT为近似曲线的斜率，即∆Vce/∆Ic，VT0为该曲线与X轴的交点电压值。
图3 IGBT饱和压降随不同结温Tj的变化考虑到Vce与Tj近似线性的关系，如上图3所示，将Tj的影响因子加入公式（2），得到Vce(Ic,Tj)饱和压降的线性函数，如公式（3）、（4）、（5）所示：其中，TCV和TCr分别为VT0和rT的温度影响因子，可根据25°C 和125°C（或150°C）两点温度计算而得。
基于上述思路，我们可以将IGBT的导通损耗Pcond计算出来。
1.2 IGBT开关损耗PswIGBT的开关损耗Psw主要与母线电压Vcc、电流Ic、开关频率fsw、结温Tj、门级电阻Rg和回路电感Lce有关，如公式6所示：其中，Esw_ref为已知参考电压电流、门级电阻、温度Tj和回路电感下的损耗值，Ki为电流折算系数，Kv为电压折算系数，K(Tj)为温度折算系数，K(Rg)和K(Ls)分别为门级电阻和回路电感的折算系数。
IGBT功率损耗计算--蔡华
IGBT功率损耗计算对比---手算、Psim热模型、IPOSIM计算蔡华目的：对Psim中IGBT热模型功率计算方法进行验证，以便后期使用参考。
方法：(1)根据器件手册计算；(2)根据英飞凌官方提供的计算工具核对.条件：经典的Buck电路；输入电压：1000V；输出电压：500V；输出电感：1mH；负载电阻：5Ω；开关频率：5kHz占空比：0.5；IGBT：英飞凌FF300R17ME4。
Psim仿真电路见图1。
图 1 Psim仿真模型英飞凌网站主页IPOSIM工具入口方法见图2。
英飞凌官方功率计算网站/iposim/HighPower/All/TopologySelection.aspx图 2 英飞凌网站主页IPOSIM工具入口1.手工计算IGBT损耗(1)计算IGBT导通损耗。
手册中给定的器件FF300R17ME3的IGBT导通电流与压降关系如图3所示。
图 3 IGBT导通电流与压降IGBT导通时，从上述条件，可知，负载电压500V，负载平均电流100A，对应器件压降1.4V，占空比为0.5，平均导通损耗Pcond=100A*1.4V*0.5=70W。
(2)计算IGBT开关损耗。
手册中给定的IGBT开通和关断损耗与电流关系如图4所示。
图 4 IGBT开通和关断损耗与电流关系IGBT导通平均电流为100A，开通关断，每次开关动作对应的开通和关断损耗Eon+Eoff=75mJ，实际Uce承受电压为1000V，图中测试条件为900V，所以还要乘以1000/900，开关频率为5kHz。
所以对应的开关损耗为Psw=75m*5k*1000/900=416.6W。
(3)计算IGBT反并联二极管导通损耗。
手册中给定的IGBT反并联二极管压降与电流关系如图5所示。
图 5 IGBT反并联二极管压降与电流关系IGBT关断时，电流从续流二极管流过，IGBT反并联二极管导通电流基本为0，损耗为0，可能此处不严谨，求拍。
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IGBT功率损耗计算对比---手算、Psim热模型、IPOSIM计算蔡华目的：对Psim中IGBT热模型功率计算方法进行验证，以便后期使用参考。
方法：(1)根据器件手册计算；(2)根据英飞凌官方提供的计算工具核对.条件：经典的Buck电路；输入电压：1000V；输出电压：500V；输出电感：1mH；负载电阻：5Ω；开关频率：5kHz占空比：0.5；IGBT：英飞凌FF300R17ME4。
Psim仿真电路见图1。
图 1 Psim仿真模型英飞凌网站主页IPOSIM工具入口方法见图2。
英飞凌官方功率计算网站/iposim/HighPower/All/TopologySelection.aspx图 2 英飞凌网站主页IPOSIM工具入口1.手工计算IGBT损耗(1)计算IGBT导通损耗。
手册中给定的器件FF300R17ME3的IGBT导通电流与压降关系如图3所示。
图 3 IGBT导通电流与压降IGBT导通时，从上述条件，可知，负载电压500V，负载平均电流100A，对应器件压降1.4V，占空比为0.5，平均导通损耗Pcond=100A*1.4V*0.5=70W。
(2)计算IGBT开关损耗。
手册中给定的IGBT开通和关断损耗与电流关系如图4所示。
图 4 IGBT开通和关断损耗与电流关系IGBT导通平均电流为100A，开通关断，每次开关动作对应的开通和关断损耗Eon+Eoff=75mJ，实际Uce承受电压为1000V，图中测试条件为900V，所以还要乘以1000/900，开关频率为5kHz。
所以对应的开关损耗为Psw=75m*5k*1000/900=416.6W。
(3)计算IGBT反并联二极管导通损耗。
手册中给定的IGBT反并联二极管压降与电流关系如图5所示。
图 5 IGBT反并联二极管压降与电流关系IGBT关断时，电流从续流二极管流过，IGBT反并联二极管导通电流基本为0，损耗为0，可能此处不严谨，求拍。
(4)计算IGBT反并联二极管反向恢复损耗。
手册中给定的IGBT反并联二极管反向恢复损耗与电流关系如图6所示。
图 6 IGBT反并联二极管反向恢复损耗与电流关系由于IGBT反并联二极管无电流，所以认为此处反向恢复损耗也为零。
2.IPOSIM工具（英飞凌官方网站IGBT损耗计算）选择DC/DC-Buck电路拓扑，输入如下参数，选择本文的器件，计算。
DC/DC - Buck > Simulation ResultsHello: Hua Cai | Logout | Feedback | Help/Support Input RequirementsInput Voltage 1000 VBlocking Voltage 1700 VOutput Voltage 500 VDuty Cycle 0.5Switching5000 HzFrequencyLoad Resistance 5 ΩLoad Inductance 1 mHFF300R17ME4Igbt ParametersV CEsat,25°C 1.95 V E on+E off,125°C190.50 mWs R G,on 3.300 ΩR G,off 4.700 ΩR thJC0.083 K/W R thCH0.029 K/WDiode ParametersV F,25°C 1.80 V E rec,125°C78.50 mWs R thJC0.130 K/W R thCH0.046 K/WApplication DataR G,on 3.300 ΩR G,off 4.700 ΩThermal ConditionsFixed Heat SinkHeat sink50 °C TemperatureJunction TemperaturesIGBT 106.0 °CFWD 86.4 °CSwitching LossesIGBT 420.455 WFree Wheeling Diode 144.445 WConduction LosssesIGBT 76.943 WFree Wheeling Diode 61.261 WAverage LossesIGBT 497.398 WFree Wheeling Diode 205.705 W3.Psim中IGBT热模型根据英飞凌FF300R17ME3器件手册，建立热模型如图7所示，其中每个曲线只取了4~5个关键点。
图7 英飞凌FF300R17ME3在Psim中热模型将所建立的device文件放入C:\Program Files\Powersim\PSIM9.0.3_Trial\Device 文件夹内。
重启Psim，选择刚才的器件模型，如图8所示。
图8 加载所选的器件热模型仿真结果如图9和图10(放大波形)所示。
图9 Psim仿真结果图10 Psim仿真结果放大波形4.总结对比采用上述三种方法的计算结果如表1所示，可以看出，对于IGBT导通损耗和IGBT开关损耗的计算结果，三种方法还是比较接近的，其中有曲线选择时取样点误差的影响。
然而，对于反并联二极管的损耗问题，IPOSIM给的值，不知道是另外续流二极管的损耗值还是内部反并联二极管的损耗值。
表1 不同方法计算结果对比(RL=5Ω)为了更具有说服力，对负载电阻为2.5欧姆和2欧姆时，进行了仿真计算，结果见表2和表3。
从表2可以看出，Psim与IPOSIM的结果同样比较接近。
但是在表3中，Psim和IPOSIM 的结果差距拉大了点，可能原因之一是在表3中，负载电流为250A，而器件热模型曲线采样时该点没有采样，Psim计算中进行了插值，造成了误差。
表2 不同方法计算结果对比(RL=2.5Ω)表3 不同方法计算结果对比(RL=2Ω)以上只是计算和仿真的结果，没有实验数据，结果可靠性不得而知，但英飞凌官方网站提供的数据应该是可信的。
仅供参考！QQ：511491361附：A．负载电阻为2.5欧姆(1)IPOSIM计算结果Input RequirementsInput Voltage 1000 VBlocking Voltage 1700 VOutput Voltage 500 VDuty Cycle 0.5Switching5000 Hz FrequencyLoad Resistance 2.5 ΩLoad Inductance 1 mHFF300R17ME3Igbt ParametersV CEsat,25°C 2.00 VE on+E off,125°C188.90 mWsR G,on 4.700 ΩR G,off 4.700 ΩR thJC0.075 K/WR thCH0.028 K/W Diode ParametersV F,25°C 1.80 VE rec,125°C71.70 mWsR thJC0.130 K/WR thCH0.049 K/WApplication DataR G,on 4.700 ΩR G,off 4.700 ΩThermal ConditionsFixed Heat SinkHeat sink20 °CTemperatureJunction TemperaturesIGBT 114.3 °CFWD 92.5 °CSwitching LossesIGBT 715.266 W Free Wheeling Diode 249.378 W Conduction LosssesIGBT 199.296 W Free Wheeling Diode 155.456 W Average LossesIGBT 914.563 W Free Wheeling Diode 404.834 W(2)Psim计算结果B．负载电阻为2欧姆(1)IPOSIM计算结果DC/DC - Buck > Simulation ResultsHello: Hua Cai | Logout | Feedback | Help/Support Input RequirementsInput Voltage 1000 VBlocking Voltage 1700 VOutput Voltage 500 VDuty Cycle 0.5Switching5000 HzFrequencyLoad Resistance 2 ΩLoad Inductance 1 mHFF300R17ME3Igbt ParametersV CEsat,25°C 2.00 VE on+E off,125°C188.90 mWsR G,on 4.700 ΩR G,off 4.700 ΩR thJC0.075 K/WR thCH0.028 K/WDiode ParametersV F,25°C 1.80 VE rec,125°C71.70 mWsR thJC0.130 K/WR thCH0.049 K/WApplication DataR G,on 4.700 ΩR G,off 4.700 ΩThermal ConditionsFixed Heat SinkHeat sink20 °CTemperatureJunction TemperaturesIGBT 155.8 °CFWD 115.0 °CSwitching LossesIGBT 1016.779 WFree Wheeling316.099 WDiodeConduction LosssesIGBT 299.556 W Free Wheeling Diode 214.081 W Average LossesIGBT 1316.335 WFree Wheeling Diode 530.180 W(2)Psim仿真结果。