可变关断时间的PWM控制IC NCP1351

固定导通时间的PWM控制IC-NCP1351 NCP1351是ONSEMI公司新推出的一款改变关断时间的小功率脱线反激变换控制IC，是目前成本最低，符合最新节能标准的电流型PWM控制器。

基于固定峰值电流技朮，此控制器随负载变轻而降低开关频率，结果用NCP1351控制的AC/DC提供了极好的空载损耗，在其它负载条件下也有极佳的转换效率。

当频率降低时，峰值电流大幅度减小到最大峰值的30%，以防变压器的机械谐振，音频噪音的风险极大地减小，保持了极好的待机功耗及性能。

外部调节时间的执行器监视IC的反馈活动，并保护电源防止短路或过载，一旦定时消去，NCP1351即停止开关，并锁住（A版本）或去重新起动（B版本）。

内部电路结构特色以最佳的安排，允许最低的起动电流，功能参数此时设计成极低待机功耗的电源，负向电流检测技朮减小了控制器工作的开关噪声，提供给用户可选择的有最大峰值电流（流过Rsense的），以此可将待机功耗最小化。

最后，滤波电容上的输入纹波确认自然频率，将锯齿状EMI信号弄模糊，便于通过。

总结其特色如下：* 准固定T ON，改变Toff的电流型控制。

* 极低的起动电流消耗。

* 峰值电流压缩技朮减少变压器噪声。

* 既可以在初级侧也可以在次级侧作稳压控制。

* OTP，OVP保护。

* 调节电流检测电阻的峰值电压。

* 自然频率抖动，用于改善EMI。

* 外部过功率保护（OPP）。

* 极低待机功耗。

* 芯片内部的过热保护（OTP）。

主要用于新一代PC待机电源，打印机电源及适配器，充电器等。

NCP1351典型应用电路如图1。

NCP1351 的PIN脚功能说明如下：图1 NCP1351的典型应用电路1PIN FB反馈输入，当向内射入电流时降频。

2PIN C T设置振荡频率，外接C T到GND设置最高工作频率。

3PIN CS电流检测输入。

4PIN GND公共端。

5PIN DRV驱动输出，驱动外部功率MOSFET。

6PIN Vcc IC供电端子，最高电压达28V。

7PIN Latch闩锁输入，正电压V LA TCH加入时，锁住控制器。

8PIN Timer故障时段电容端，外接一电容设置故障验证时间。

NCP1351A/B的内部等效电路分别如图2及图3所示。

NCP1351执行固定峰值电流的控制技朮，整个调节电路为可变工作频率，见典型应用电路，控制器工作时外部元件极少，主要特点如下：* 频率折返。

在功率减小时，由于在轻载时开关周期增加，开关频率自动减少，减少了开关损耗。

从而有极好的待机性能。

* 非常低的起动电流。

此专利技朮给出的内部电路设计在起动时提供非常低的电流消耗，允许用高值外接电阻，大幅度减小了起动功耗及待机功耗。

* 自然的频率抖动。

准固定t ON模式的工作改善了EMI信号，使工作频率随自然的bulk电容纹波在抖动。

图2 NCP1351A的内部等效方框电路* 峰值电流补偿。

随着负载变轻，频率减小会进入音频区，为防止变压器机械振动产生机械噪音，NCP1351采用一个专利的减小峰值电流的技朮，解决了变压器音频噪声问题。

* 负向初级电流检测。

用于检测整个初级侧电流，此技朮不用减少MOSFET的驱动电压，V GS调节电阻及此端电容形成残余噪声滤波消隐来压缩尖刺电压。

* 调节初级电流检测。

它提供第二峰值电流调节技朮，改善设计柔性。

图3 NCP1351B的内部等效方框电路* 外部Vcc电压范围。

Vcc电压可接受的范围为28V，器件提供增加与变压器耦合的柔性，使栅驱动电压箝制在20V以下。

* 极容易作过功率保护（OPP）。

从CS端接一个电阻到辅助绕组，作到Bulk电压补偿。

* 二次侧或一次侧的稳压。

反馈环的安排简化二次侧或初级侧，不用外加元件。

* 闩锁输入。

如果7PIN电压超过5V，控制器即被闩锁，并停在此状态，直到使用周期的Vcc降下来到4V以下。

* 故障时段。

在耦合糟糕的变压器之下，检测初级过载或短路是相当困难的。

当反馈电流消失时，一个电流源给接到8PIN的电容充电，当此端电压达到允许水平，所有脉冲都关断，Vcc电压也拉到Vcc(min)以下的水平。

这种保护为A版本的闩锁方式，而B版可在故障去除后自动恢复。

负电压的检测技朮标准电流型控制器使用正电压检测技朮，示于图4。

在这种技朮中，控制器检测电流检测电阻上的正向压降，但这种方法有如下一些缺点：1.很难准确地调节峰值电流。

若1V电压为最高水平，你必须用极低电阻值的电阻检测。

2.此检测电阻上的电压含在栅驱动电压中，如果Vcc为7V，则实际栅驱动电压最后只剩下7V-1V = 6V。

3.检测电阻上的电流含有Ciss的充电电流，它经常给控制器送一个尖刺电压，并需要通过一个LEB电路给出足够的处理。

图4 正电流检测技术图5 负电流检测技术的实现图5表示了负向电流检测技朮。

在此简化电路中，MOSFET源极接控制IC的地端。

因此，如果Vcc为8V，则有效栅驱动电压即为8V，没有检测电阻的压降。

控制器如何去检测负电压呢？在缺乏初级电流的信息的情况下，CS端电压达到R offset*Ics，让我们假设元件引线有1V在此端，当MOSFET受驱动时，电流流过检测电阻，给出一个负向电压（对控制器的GND），此时CS上的电压看上去没有任何正电压脉冲，这样CS端电压随初级电流的增加变得更负。

当此结果达到一个阈值时（如20mV），比较器被触发，并复位主锁存器。

图3详细描述了NCP1351的CS端电压如何变化，这里的图7将检测电阻上的电压放大。

送到控制器的GND。

图6 电流检测端的电压图7 检测电阻上的电压这两个元件的选择很简单，支撑1V的检测电阻压降，要选一个偏置电阻，用下面公式计算阻值。

(1)如果要求峰值电流为2A，则此电阻为：(2)由于电路的柔性，支撑此设计只有0.33Ω。

在此情况，峰值电流会超出限度，为此应该改变Roffset。

(3)(4)如果减小了检测电阻，还可改善效率，推荐检测电压在0.5V～1V之间。

这样可防止噪声干扰水平。

下面是PCB布局推荐。

* 用一个22pf电容放在CS和控制器GND之间，且紧靠控制器。

* 不要放在偏置电阻到检测元件的附近，但要靠近控制器。

* 用变频方法稳压。

* 用反激式变换法，令能量储存在变压器初级电感Lp中，按下式：(5)(6)此处η为效率，I peak为峰值电流（导通时初级侧），I valley表示开启时间结束时的初级谷底电流，若为断续模式，即为0，f sw为工作频率。

这样，控制给出的功率，可用峰值电流设置点，或调节开关频率，保持峰值电流恒定，选择第二种方法于NCP1351中。

这样，一旦峰值电流选定，反馈环即自动地达到(5),(6)式的安全区。

外部电容接在2PIN与GND之间，用来设置最高工作频率，通常设置在65KHz时为270pf，设置在100KHz时为180pf。

当然，不同的组合给出不同的设计，注意改变电容值不会影响正常线路及负载条件下的工作频率。

再有，工作频率系由反馈环加上(5)，(6)式来决定。

反馈电流控制频率的变化，定时电容结束充电电压，如图8所示。

图8 进入反馈环的电流调节开关频率在轻载条件下，频率可能降到几百赫兹都没有问题，内部电路自动地将振荡器阻塞，并软移动重起时段如图9。

延迟重新起动时间在缺少反馈电流的情况下，例如起动过程，或短路的时候，振荡频率推到由定时电容设置的极限。

在此情况下，低的阈值强加在定时电容上，打破了500mV的值(Vfault)，这就是变换器可送出的最大功率。

与此对应，如同通过光耦反馈射入的电流。

关断时间扩展，且送出的功率减小，最大的待机条件设置在6V。

图9 轻载条件下振荡器延迟重起时间图10 CT电压的涌动过功率保护对任何全电压输入工作的变换器，输出功率在高线时比低线时都略有增加。

这和MOSFET 的栅电压有效拉下的检测点的比例延迟相关。

这自然会增加控制器重新作用时间，如果所选的MOSFET的Qg太大，则此参数会大大影响过功率保护参数，有时用一个小的PNP晶体管可以帮助解决这个问题。

过功率保护，按图11安排在辅助绕组处加几个元件来解决，没有增加功耗的代价，在此电路中，二极管阳极，在导通时有一个负压涌动，此负向电平直接取决于输入电压和经Ropp 电阻的偏置电流检测端。

在轻载时小的集成用于减小Qpp的作用是必要的。

当然，还取决于补偿水平，待机功耗也会受到影响。

再有，电阻Roff要紧靠CS端放置，22pf电容可帮助防止发生任何尖刺噪声。

D2可防止正向270pf电容的加载，典型放一支100KΩ的Opp电阻，但按实际需要可取到2倍。

图11 低成本改善关断的能力假设需要在高线时减少峰值电流约15%，辅助绕组与主绕组的匝比Naux假设为0.15，这样Daux阴极上的电压涌动的负值，在导通时的水平为：(7)如果我们选择3.7KΩ，为Roffset，则最大检测电压为：(8)一个小的RC网络由R1及C3组成，以限制D2的阳极电压，假设初级电感值给出一个3μs的导通时间（在高线时），C3上的电压为：(9)典型情况我们测得在50W时为-4V，通过计算我们想减小峰值电流约15%，比较内部270μA电流源，需要的电流为：(10)于是，从-4V，得出Ropp为：(11)在经验测试之后，选择此电阻为100KΩ。

图12 设置OPP相对比较容易的电路反馈NCP1351中反馈工作在电流模式而不是电压模式，图13给出细节电路，光耦给出的电流进入FB端，来解决输入条件下的相互关系。

FB端实际如同一个二极管，它由光耦正向电流偏置，反馈电流I FB(见图13)进入45KΩ电阻，它形成一个电压，此电压成为为了该电容充电的可变阈值点，如图8指出。

于是有了反馈电流的缺失。

在45KΩ电阻上没有电压产生，500mV偏移串入后去箝制电容的涌动。

如果用了270pf电容，则最大开关频率为65KHz。

图13 NCP1351的反馈电路频率折返在高的峰值电流下会产生音频噪音。

因此，NCP1351采用专利的电流补偿技朮，它减少了轻载条件下的峰值电流。

在设计时峰值电流从100%（满载时）减到30%(轻载时)。

这就是图13电路中左下部分的概念，在满载条件下，反馈电流减轻，且所有流过外部偏移电阻的电流为Ics。

(12)由于负载变轻，反馈电流增加并开始从发生器偷窃电流，(12)式变成(13)。

(13)(13)式表明了偏移发生器上电流的减小。

K表示内部系数，当反馈电流等于I dif时，偏移电流变为：(14)在这一点，电流完整地被压缩并保持冻结，为进一步减小传输的功率，频率方面没有选择下降。

看一下数据表，最大峰值电流设置在270μA，压缩后电流降到70μA。

NCP1351考虑成为一种多模式工作的电路。

* 实际固定峰值电流/可变频率的模式，此时，FB电流在60μA以下。