谈天线隔离度
天线隔离度
CDMA系统：两发射天线之间以及发射和接收天线之间，隔离度至少30dB；天线垂直布置：Lh=28+40log(k/λ)(dB)天线水平布置：Lv=22+20log(d/λ)-(G1+G2)-(S1+S2)(dB)其中k为两天线的垂直距离,d为两天线的水平距离;G1,G2分别为两天线的增益;S1,S2分别是两天线的夹角方向的副瓣电平.以上天线隔离度公式中，λ为载波的波长，k为垂直隔离距离，d为水平隔离距离，G1 、G2分别为发射天线和接收天线在最大辐射方向上的增益（dBi），S1、S2分别为发射天线和接收天线在90°方向上的副瓣电平（dBp）。
通常65°扇形波束天线S约为-18dBp，90°扇形波束天线S约为-9dBp，120°扇形波束天线S约为-7dBp，这可以根据具体的天线方向图来确定。
全向天线的S为0。
关于直放站收发天线的隔离度天线隔离度即信号从直放站前向输出端口至前向输入端口（或者从反向输出端口至反向输入端口）的路径衰减值，与直放站设备本身没有关系，它取决于施主天线和重发天线的安装位置，与垂直及水平的距离、相向的角度有关。
其大小直接影响直放站的增益配置，关系到直放站系统的稳定。
施主天线和重发天线之间隔离度较大，才能提高主机增益，获得较大的输出功率。
天线之间的隔离是多方面因素共同作用的结果，主要包括空间隔离(水平隔离度和垂直隔离度)及建筑物隔离。
按照工程设计要求，天线隔离度L（dB）应大于直放站最大工作增益Gmax 约10dB～15dB，若取值12dB，考虑通常情况下Gmax为90 dB，故L一般应不小于102 dB。
●水平隔离度Lh是收发信天线在水平间隔距离上产生的空间损耗，表示公式如下:Lh=22.0+20lg(d/λ)-(Gt+Gr)+(Dt+Dr)（1）其中:22.0为传播常数;d为收发天线水平间隔(m);λ为天线工作波长(m);Gt、Gr分别为发射和接收天线的增益(dB);Dt、Dr分别为发射和接收天线的水平方向性函数造成的损耗,具体数值可以在天线方向图中查得，当上下行天线夹角为180°时，方向性损耗即为天线的前后比。
天线隔离度
1.各系统之间的干扰分析1.1. 需考虑的干扰类型由于各系统需要共址建设，为了保证各系统间不至于互相影响，需要对各系统间的干扰情况进行分析。
从形成机理的角度，系统之间的干扰可以分为杂散辐射、接收机互调干扰和阻塞干扰（由于一般系统之间的间隔频率可以大约工作带宽数倍，所以系统间一般不容易出现邻频干扰）。
1）杂散辐射（Spurious emissions）由于发射机中的功放、混频、滤波等器件工作特性非理想，会在工作带宽以外较宽的范围内产生辐射信号分量（不包括带外辐射规定的频段），包括电子热运动产生的热噪声、各种谐波分量、寄生辐射、频率转换产物以及发射机互调等。
3GPP 将该部分信号通归为杂散辐射，因为其分布带宽很广，也有文献称为宽带噪声（Wideband Noise）。
邻频干扰和杂散辐射不同，邻频干扰中所考虑的干扰发射机泄漏信号指的是：被干扰接收机所处频段距离干扰发射机工作频段较近，但尚未达到杂散辐射的规定频段的情况；根据3GPP TS25.105，杂散辐射适用于指配带宽以外、有效工作带宽2.5倍以上的频段；当两系统的工作频段相差带宽2.5倍以上时，滤波器非理想性将主要表现为杂散干扰。
2）接收机互调干扰包括多干扰源形成的互调、发射分量与干扰源形成的互调（TxIMD）、交叉调制（XMD）干扰3种。
多干扰源形成的互调是由于被干扰系统接收机的射频器件非线性，在两个以上干扰信号分量的强度比较高时，所产生的互调产物。
发射分量与干扰源形成的互调是由于双工器滤波特性不理想，所引起的被干扰系统发射分量泄漏到接收端，从而与干扰源在非线性器件上形成互调。
交叉调制也是由于接收机非线性引起的，在非线性的接收器件上，被干扰系统的调幅发射信号，与靠近接收频段的窄带干扰信号相混合，将产生交叉调制。
3）阻塞干扰阻塞干扰并不是落在被干扰系统接收带宽内的，但由于干扰信号功率太强，而将接收机的低噪声放大器（LNA）推向饱和区，使其不能正常工作。
收发天线隔离度
收发天线隔离度？在安装天线时, 一般要求天线的水平隔离度约为 5 λ至10 λ, 垂直隔离度约为 1 λ。
GSM系统中天线隔离度为避免交调干扰，GSM基站的收、发信机必须有一定的隔离，Tx-Rx：30dB；Tx-Tx：30dB。
这同样适用于GSM900和GSM1800共站址的系统。
天线隔离度取决于天线辐射方向图和空间距离及增益，通常不考虑电压驻波比引入的衰减。
其计算如下：垂直排列布置时，Lv=28+40lg(k/ ) (dB)水平排列布置时，Lv=22+20lg(d/ )-(G1+G2)-(S1+S2) (dB)其中，Lv为隔离度要求，λ为载波的波长k为垂直隔离距离，d为水平隔离距离，G1、G2 分别为发射天线和接收天线在最大辐射方向上的增益（dBi），S1 、S2 分别为发射天线和接收天线在90°方向上的副（dBp，相对于主波束，取负值）。
通常65°扇形波束天S约为-18dBp，90°扇形波束天线约为-9dBp，120°扇形波束S约为-7dBp，这可以根据具体的天线方向图来确定。
采用全向天线时，S为0。
GSM900和GSM1800两系统天线支架应满足以下要求：定向天线同一系统内，同扇区两天线水平隔离间距≥4m；不同扇区两天线水平间距≥0.5m；两系统间，同扇区两天线同方向时，天线水平隔离间距≥1m；天线垂直隔离间距≥0.5 米；天线底部距楼顶围墙≥0.5米；天线下沿和天线面向方向上楼顶的连线与水平方向的夹角>150；全向天线天线水平间距≥10米或天线垂直间距≥0.5米；天线下沿距楼顶围墙≥0.5米●水平隔离度Lh是收发信天线在水平间隔距离上产生的空间损耗，表示公式如下:Lh=22.0+20lg(d/λ)-(Gt+Gr)+(Dt+Dr)其中:22.0为传播常数;d为收发天线水平间隔(m);λ为天线工作波长(m);Gt、Gr分别为发射和接收天线的增益(dB);Dt、Dr分别为发射和接收天线的水平方向性函数造成的损耗,具体数值可以在天线方向图中查得，当收发天线夹角为180°时，方向性损耗即为天线的前后比。
关于LTE天线与现有系统隔离度的问题
关于LTE天线与现有系统隔离度的问题天线安装位置是无线专业设计的核心内容，其中各系统间的隔离度是查勘画图时需要注意的一个重要问题，也隐藏着较多风险；请各地市务必按总体组（摘自LTE设计作业指导书）的要求进行设计；在天面资源受限的情况下，建议更换天面/换点；如果分公司坚持放宽隔离度的要求，建议大家向分公司网优部门充分反应后期干扰的风险，尽到我们的责任；即便后续出问题，便也不是我们一方的事了。
隔离度要求如下（水平、垂直隔离度，是或的关系，只要满足其一便可）；此外，如果设计人员不知道现网设备满足的规范版本，建议按不同版本的最严标准进行设计。
（一）TD-LTE宏站（F频段）与其他系统共站址时的干扰协调1、关闭DCS1800系统1870MHz以上频点，有条件的区域关闭1850MHz以上频点；推动工信部暂缓分配1870MHz以上频段给FDD LTE系统。
2、若存在GSM900系统的二次谐波干扰，应更换GSM900系统天线。
3、若存在DCS1800系统的三阶互调干扰，应更换DCS1800系统天线(天线三阶互调抑制指标优于-133dBc)。
4、开启动态AGC功能提升F频段RRU的抗阻塞能力。
5、在工程实施中，两系统天线之间适当进行垂直或水平空间隔离，建议TD-LTE F 频段基站天线安装间距采用如下标准：（1）TD-LTE线阵与GSM900定向天线之间间距要求：并排同向安装时，水平隔离距离≥0.5m，垂直隔离距离≥0.3m。
（2）DCS1800下行链路工作在1870MHz以下，且DCS1800系统在F频段的杂散指标<-65dBm/MHz（-75dBm/100kHz）时，TD-LTE线阵和DCS定向天线之间间距要求：并排同向安装时，水平隔离距离≥0.5m，垂直隔离距离≥0.3m。
（3）DCS1800下行链路工作在1870MHz以下，且DCS1800系统在F频段的杂散指标>-65dBm/MHz（-75dBm/100kHz）时，TD-LTE线阵和GSM/DCS定向天线之间间距要求：同向安装时，建议采用垂直隔离方式，垂直隔离距离≥1 m。
天线隔离度要求
天线隔离度要求
在无线通信系统中，天线隔离度是一个重要的参数，它决定了不同天线之间的相互干扰程度。
天线隔离度要求越高，意味着天线之间的相互干扰越小，系统的性能也就越稳定。
在实际应用中，天线的隔离度通常由多个因素决定，包括天线的工作频率、极化方式、安装位置和高度等。
一般来说，工作频率越高，天线之间的隔离度要求也越高。
此外，不同极化方式的天线也会对隔离度产生影响，例如垂直极化和水平极化天线之间的隔离度通常比相同极化方式的天线之间的隔离度要高。
安装位置和高度也会影响天线之间的隔离度，一般来说，天线之间的距离越远，隔离度越高。
为了满足天线隔离度要求，可以采取多种措施。
首先，可以选择具有高隔离度的天线产品，这可以在一定程度上提高系统的抗干扰能力。
其次，可以通过调整天线的安装位置和高度来增加天线之间的距离，从而提高隔离度。
此外，还可以采用一些附加的抗干扰技术，例如采用跳频技术、扩频技术等来降低天线之间的干扰。
总之，天线隔离度要求是无线通信系统设计中的重要考虑因素之一。
为了确保系统的稳定性和可靠性，需要充分考虑各种因素对天线隔离度的影响，并采取相应的措施来提高系统的抗干扰能力。
天线隔离度
1.各系统之间的干扰分析1.1. 需考虑的干扰类型由于各系统需要共址建设，为了保证各系统间不至于互相影响，需要对各系统间的干扰情况进行分析。
从形成机理的角度，系统之间的干扰可以分为杂散辐射、接收机互调干扰和阻塞干扰（由于一般系统之间的间隔频率可以大约工作带宽数倍，所以系统间一般不容易出现邻频干扰）。
1）杂散辐射（Spurious emissions）由于发射机中的功放、混频、滤波等器件工作特性非理想，会在工作带宽以外较宽的范围内产生辐射信号分量（不包括带外辐射规定的频段），包括电子热运动产生的热噪声、各种谐波分量、寄生辐射、频率转换产物以及发射机互调等。
3GPP 将该部分信号通归为杂散辐射，因为其分布带宽很广，也有文献称为宽带噪声（Wideband Noise）。
邻频干扰和杂散辐射不同，邻频干扰中所考虑的干扰发射机泄漏信号指的是：被干扰接收机所处频段距离干扰发射机工作频段较近，但尚未达到杂散辐射的规定频段的情况；根据3GPP TS25.105，杂散辐射适用于指配带宽以外、有效工作带宽2.5倍以上的频段；当两系统的工作频段相差带宽2.5倍以上时，滤波器非理想性将主要表现为杂散干扰。
2）接收机互调干扰包括多干扰源形成的互调、发射分量与干扰源形成的互调（TxIMD）、交叉调制（XMD）干扰3种。
多干扰源形成的互调是由于被干扰系统接收机的射频器件非线性，在两个以上干扰信号分量的强度比较高时，所产生的互调产物。
发射分量与干扰源形成的互调是由于双工器滤波特性不理想，所引起的被干扰系统发射分量泄漏到接收端，从而与干扰源在非线性器件上形成互调。
交叉调制也是由于接收机非线性引起的，在非线性的接收器件上，被干扰系统的调幅发射信号，与靠近接收频段的窄带干扰信号相混合，将产生交叉调制。
3）阻塞干扰阻塞干扰并不是落在被干扰系统接收带宽内的，但由于干扰信号功率太强，而将接收机的低噪声放大器（LNA）推向饱和区，使其不能正常工作。
天线隔离度计算
0.32
0.43 0.32
40.33
1.70 0.32
2.54
0.43 0.32
40.33
1.70 0.32
11.37
0.43 0.32
180.16
1.70 0.32
说明：
本计算公 式仅适用 于两天线 平行排布 的情况， 即天线最 大辐射方 向平行情 况。
CDMA20 00 1X与
GSM900 间天线隔 离(m)要 求：
为降低两 系统间干 扰，天线 要有一定 的隔离 度，其取 决于天线 辐射方向 图和空间 距离及增 益， 通
常不考虑 电压驻波 比引入的 衰减。引 入下公 式：
垂直排 列：
水平排 列：
Lv=28+40*lg(k /λ) (dB)
Lv=22+20*lg(d /λ)-(G1+G2)(S1+S2) (dB)
CDMA20 001X （定）与 联通 GSM900 （全）：
CDMA20 001X （定）与 移动 GSM900 （全）：
CDMA20 001X （全）与 联通 GSM900 （定）：
CDMA20 001X （全）与 移动 GSM900 （定）：
CDMA20 001X （全）与 联通 GSM900 （全）：
在一般的 工பைடு நூலகம்中， 我们都考 虑平行排 布情况， 90度方向 副瓣电 平，（如 图1）。 当天线非 水平排布 时，考虑 倾斜方向 的副瓣电 平，（如 图2）。
当天线背 对时，副 瓣电平最 小。 当天线正 对时，副 瓣电平最 大，即为 主瓣方向 。
在这里， 只需要修 改λ，隔 离度， G1， G2， S1，S2的 值，水平 间距和垂 直间距将 自动计算 获得。
天线隔离度
解决办法
• 加大两个天线的空间距离
减小表面波耦合 减小空间耦合 天线阵列单元不能离得太近的原因
• 两个天线不共地
表面波如果不直接到达另一个端口，只存在 空间耦合，大幅度降低表面波耦合。
• 共地上有表面滤波设计
这个办法现在还非常少用，相控阵上美国已经使 用，民用上少见。
设计例 1
开槽形状 1
开槽后的结果
设计例7：接地板开槽型双极化天线
设计例8：DCS/PCS/UMTS 双层印刷天线
DCS/UMTS
局部放大
实物
仿真结天线隔离度的方法
南京邮电大学 通信与信息工程学院
吴迪 教授
天线馈电端口之间隔离度低的原因：电磁耦合 阵列或者手机天线不同端口之间的耦合方式： • 空间耦合 • 表面波耦合 表面波：是天线在主板上激发的表面行波 对天线性能影响的原因： • 表面波在板子上走，遇到板边和器件、屏蔽罩 等就发生次级辐射，影响天线方向图。 • 表面波到了另一个端口，即另一个天线的馈电 点，就产生了表面波耦合。
设计例 2
开槽形状 2
设计例 3
设计例4：利用金属墙实现提高隔离度
低频段：1.92GHz—1.98GHz 高频段：2.11GHz—2.17GHz
设计例5：利用金属墙实现提高隔离度
设计例6：辐射单元开槽型双极化天线
下面馈电单元开槽形状
频率范围：2.5GHz—2.7GHz
开槽前的结果
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V1 V2
=
Z11 ( Z2 - Z22) + Z12 Z21 Z2 Z21
载体尺寸远大于波长情况 ,MM2GTD 混合 法[6 ]是有效的工具 。
车辆) 上的各种天线 ,为预防相互干扰也要求增 强天线间隔度效果 。改善天线隔离度已成为诸 多无线电系统天线架设中经常遇到的课题 。工 程中被采用过的有效措施有如下几种 :
1 阻挡法 :即在电磁耦合通道上设置障碍 阻挡电磁耦合 。一个已被广泛应用的实例是微 波中断通信用抛物面天线加装裙边 。带有裙边 的抛物面天线被称为高性能天线 ,其前后比指 标要比标准天线改善近 15dB 。
3 线天线隔离度 (互阻抗法[4 ])
完成 ,但因计算量过大仅适用于小口径喇叭天 线 。嗽叭天线多用做抛物天线的馈源及阵列单
最早被注意的天线耦合问题是线天线耦合 元 。面阵单元间互耦问题曾是天线工作者关注
问题 ,是在线天线阵工作时遇到的 。表征耦合 的一个热点 ,特别是相控阵天线广角扫描状态 。
特性的参数是互阻抗 。基本想法是将两个线天 本文从电磁兼容角度讨论应用最广泛的面天线
·17 ·
·专题综述·
电子科技导报
形状天线在三维空间任意分离情况的隔离度计 算 。两天线直径之和为 100λ的计算实例显示 , 在 CDC6600 机上运行 ,仅需约 1 分钟时间 。
7 改善天线隔离度的措施
微波中继通信天线塔上架设多个不同指向
的抛物面天线 ,需要改善它们之间的隔离度以
·16 ·
1997 年第 11 期
·专题综述·
抛物面天线 ,间距仅 5m 。工作频率 2111 GHz 成为计算互阻抗的精确方法 。
(波长λ= 01142m) 。显然不满足远场条件 。以 上只是一近似算法 ,学者们希望寻求更加精确
4 面天线隔离度
的方法替代它 。
由口面场计算面天线间耦合在 60 年代已
·专题综述·
电子科技导报
谈天线隔离度
石长生 (清华大学)
[ 摘要 ] 天线之间的耦合是无线电系统间电磁干扰的主要传输途径 。天线隔离度是实现其电磁
兼容预测所必须的重要参数 。文章简要介绍线天线 、面天线以及任意形状天线隔离度的分析方法 ,同时 介绍了改善天线隔离度的一些措施 。
关键词 :天线 耦合 隔离度 电磁兼容
导 。为了实现无线电系统间的电磁兼容 ,须对 方法做一简要介绍 。
天线隔离度加以规范 。两天线的隔离度与天线 的辐射特性 、间距及取向有关 。其中有些因素 在架设前无法预知 。为此仅能对天线某些方向
2 依据远场方向性函数估算隔离 度
的辐射特性加以规范 。例如 ,用于微波中继通 信中的抛物面天线 ,其前后比被规定为强制性 指标 。很明显 ,两个高前后比的抛物面天线背 靠背放置可获得高的天线隔离度 。
线所组成的系统看成一个双口网络 。端口间电 ———抛物面天线的隔离度 。分析表明抛物面天
流 、电压关系用阻抗矩阵表述 ,
线的耦合机制中馈源泄漏与边缘绕射占主导地
V1
Z11 Z12 I1
的无 V 2 = 。无Z21所接Z 22 I2 比 , 范扰之
Z12 、Z21称为互阻抗 , 当媒质为各向同性时 , 网
表 1 ( Z2 = 50Ω)
图 1 两个背靠背抛物面天线
图 2 给出了两个相同抛物面天线背靠背放 置情况下的隔离度随间距变化曲线[5 ] 。抛物 面焦距与直径比为 01375 ,馈源为 TE11模圆波 导口 ,直径为 01383λ。图中三条曲线对应于三 种不同直径 :10λ、20λ和 40λ(λ为波长) 。从图 可以看出 ,同样间距大口径天线的隔离度明显 高于小口径天线 。它提供的另一个重要信息是 只要直径大于 10λ,间距大于 10λ,隔离度可大
处理电磁兼容问题经历了解决问题 、规范
算方法 ,既包含依据远场方向性函数的近似算 法 ,又包括较严格的方法 : 线天线中的互阻抗 法 ,面天线的口面场法 ,抛物面天线的几何绕射 理论 ( GTD) 法 ,存在电大导体的混合法 ( MM2 GTD) 以及处理任意形状天线隔离度的复矢量
与计算机预测三个阶段 。目前规范方法仍是主 方向性函数积分法等 。本文仅就上述几种分析
减少相互干扰 。密布于移动载体 (飞机 、舰船及
图 2 背靠背抛物面天线隔离度与间距关系
其上的天线紧靠近一个大尺寸的导体 (载体表 面通常由导体制成) 。该导体对天线间隔离度 产生重大影响 。天线辐射的电磁波在导体表面 产生感应电流 ,这电流可能直接流入另一接收 天线或激发新的辐射场 ,在接收天线上形成电 压 ,影响天线隔离度 。通常载体形状很复杂 ,不 能用解析方法求解 。70 年代后一些数值方法 出现使这一问题得以解决 。车辆 、飞机或小型 舰船上短波天线隔离度问题 (短波波长∶10m～ 100m) ,因载体尺寸与波长量级相同 ,矩量法被 认为是首选方法 。
参考文献
1 German R. F. , H. Ott and C. R. Paul. Effect of an Im2 age Plane on PCB Radiation. Proceedings of t he IEEE International Symposium on Electromagnetic Compat2 ibility , IEEE New York ,1990.
其中 r 为间距 ,λ为波长 , Gt 与 Gr 为两天 线增益 , Ft (θ, <) 与 Fr (θ, <) 为其归一化方向 性函数 。(θt , <t ) 为做发射的天线坐标系中接 收点指向角 , (θr , <r) 为做接收的天线坐标系中 发射点指向角 。
ห้องสมุดไป่ตู้
导电体 (如飞机的机身 、机翼等) 引入阻挡因子 。
矢量方向性函数可由对天线的分析计算或近场 施之一 。当然这一措施往往不能完全满足要
测试求得 。而双重积分有效快速计算则是该方 求 ,常配以加装滤波器的辅助手段 。预测软件
法成败的关键 。所推出的二种程序可处理任意 的使用将大大减少实验所需的费 (下转第 23 页)
·18 ·
1997 年第 11 期
合愈来愈多 ,与无线电系统密集布置相伴的是 分等也正被电磁兼容预测技术所采纳 。
严重的无线电干扰 。无线电系统间电磁干扰主
纵观电磁兼容预测技术中天线隔离度的计
要传输途径是天线间的耦合 。常用隔离度来定 量表征这种耦合的强弱程度 ,它定义为一个天 线发射功率与另一天线所接收功率之比 ,用 dB 来表示 。
络是互易的 ,即有 Z12 = Z21 。 Z11和 Z22称自阻 抗 。它们都与两线天线臂长 、直径 、天线间距与
取向有关 。
若天线 1 做发射 ,馈有电压 V 1 , 天线 2 做 接收 ,接有负载阻抗 Z2 ,其上电压为 V 2 。则由 阻抗矩阵很容易求得 V 1 与 V 2 比值
位 。70 年代出现的几何绕射理论 ( GTD) 为计 算这一问题提供了有效的手段[5 ] 。
机 预 按照定义 ,两线天线隔离度可表示为
P1 P2
=
V1
2
(
R2)
V 2 R1
算
R1 为发射天线 1 输入阻抗实部 , R2 为 Z2 的实 部 。显然 ,只要获得矩阵参数以及负载阻抗 ,很 容易求得两线天线的隔离度 。表 1 给出了两个 相同的半波振子平行放置时不同间距的隔离度 值 。容易忽略的事实是隔离度还与天线匹配情 况有关 。线天线的互阻抗最初用感应电动势法 求得 。一般天线教科书都给出半波振子互阻抗 的数值曲线 。
d/λ
015
110
115
210
于 70dB 。
隔离度 dB
419
1112
1418
1712
舰船上短波天线隔离度计算常采用互阻抗 法 。利用镜像原理还可考虑甲板的反射作用 。
70 年代矩量法出现 ,它取代感应电动势法
5 导体附近天线的隔离度
安装在移动载体 (飞机 、舰船和车辆) 上无 线电系统的电磁兼容问题是预测的主要对象 。
2 正交极化法 :即两副天线采用相互正交 的极化 。这已是地面微波中继通信与卫星通信 普遍采用的措施 。双工状态的天线 ,发射与接 收分别采用两个正交线极化或者两个正交圆极 化 ,以增大其隔离效果 。
3 抵消法 :即在两天线之间人为开辟另一
6 复矢量方向性函数积分法[7 ]
耦合通道 ,使之与原耦合相互抵消 ,实现隔离效 果的增强 。以波导口为单元的相控阵天线曾采
问题 :即由天线远区辐射场推算近场 、进而求得 措施的频带性较差 。
诸如天线耦合等近场参数 ,关注的人很少 。但 仍有学者致力于此并于 80 年代初取得可喜成 果[7 ] 。他们利用 Kern 所提出的平面波散射矩
4 恰当的天线布局 :显而易见 ,增大天线间 距可提高天线隔离度 ,但实际上经常遇到限制 。 因而选择适当的天线布局成为电磁兼容预测的
2 Mardiguian. Controlling Radiated Emissions by De2 sign. Van Nostrand Reinhold ,New York ,1992.
3 R. W. Dockey and R. F. German. New Techniques for Reducing Printed Circuit Board Common2mode Radia2 tion. Proceeding of t he IEEE International Symposium
阵 ( PWSM) 法导出了由天线远区复矢量方向性 重要内容 。特别是在移动载体上天线布局范围