基于UC3854的BOOST电路PFC变换器的设计说明
基于UC3854控制的CCM Boost PFC变换器设计
Co
2 2 f s Vo 1%
2 I diode _ max RMS
726 F
(3.8)
实际取Co=940uF,用两个470uF/450V电解电容并联得到。
3.2 控制电路设计
控制电路采用PWM平均电流模式功率因素控制器UC3854，输出电压反馈至11脚，同时4 脚对电感电流采样，由16脚输出PWM控制波形。本节主要对峰值电流限制、前馈分压网络、 乘法器电路、开关频率、电流环以及电压环六部分进行参数设计。 3.2.1 峰值电流限制 当 UC3854 的 2 号管脚小于零时，控制信号输出低电平使开关管截止，具体可以通过设 计 Rpk1 和 Rpk2 的值来实现，如图 3.1 所示。 先计算在最低输入时，检测电阻上流过的最大电流为
于振荡器电压下降斜率为 0.52V/uS，因此需要一个 6.24 倍的增益。于是 Rci 和 Rcz 需满足
Rcz Rci
6.24
(3.24)
实际中取 Rci=Rmo=5.6kΩ，Rcz=35kΩ。根据式(3.23)可求得环路的截止频率为
f ci
Vout Rs Rcz 400 0.25 35k 15.9kHz Vs 2 L Rci 5.2 2 1.2m 5.6k
vrs _ ovld Rpk 2
Vref Rpk1
(3.11)
实际取 Rpk1=10kΩ，Rpk2=1.8kΩ。当流过 Rs 的瞬时电流超过 5.5A 时，PKLMT 脚的电位 下降至零，开关管截止，起到电流峰值限制的作用。 3.2.2 前馈分压网络 前馈分压网络如图 3.2 所示，主要完成 Rff1、Rff2、Rff3、Cff1 和 Cff2 的取值。
3.1 主电路设计
基于UC3854控制的PFC技术的应用研究
基于UC3854控制的PFC技术的应用研究【摘要】近年来，功率因数校正技术已在大功率电力电子电路中得到了广泛应用，开关电源功率因数校正（Power Factor CorrectiON，PFC）技术作为用来抑制电网谐波污染及降低电磁污染的有效手段，正在成为电力电子技术研究的重点。
本文就采用PFC有源功率因数校正技术的目的进行了阐述，重点对UC3854集成电路的结构、PFC有源功率因数校正技术的工作原理进行了分析。
【关键词】UC3854；PFC；功率因数校正技术１采用功率因数校正技术的目的随着电力电子技术的发展，越来越多的电力电子设备接入电网运行。
这些设备的输入端一般是桥式整流和电容滤波电路，其二极管只有在输入电压大于直流输出电压时才导通，时间很短。
因此，输入电流是尖顶波，造成交流输入电流严重畸变，由此产生大量的谐波注入电网。
电网谐波电流不仅引起变压器和供电线路过热，影响电器的性能，并且产生电磁干扰，影响其他电子设备正常运行。
因此，许多国家和组织制定了限制用电设备谐波的标准，对用电设备注入电网的谐波和功率因数都作了明确具体的限制，这就要求生产电力电子装置的厂家必须采取措施来抑制其产品的谐波，提高功率因数。
抑制谐波的传统方法是采用无源校正，即在主电路中串入无源LC滤波器。
该方法虽然简单可靠，并且在稳态条件下不产生电磁干扰，但是，它有以下缺点：（１）滤波效果与电网阻抗、频率有关，动态性能差；（２）滤波元件可能会与电网阻抗发生并联谐振，导致系统无法正常工作；（３）滤波要求越高，滤波器体积越大。
解决上述问题的有效方法是在整流桥与滤波电容之间加一级功率因数校正环节。
在电力电子设备中采用功率因数校正(Power Filter Correction，PFC)技术，对于降低高次谐波电流及电网的干扰、提高设备效率、节约能源是十分必要的。
２有源功率因数校正的工作原理有源功率因数校正技术（Active Power Filter Correction，APFC，在本文中PFC亦指APFC），是在传统的整流电路中加入有源开关，通过控制有源开关的通断来强迫输入电流跟随输入电压的变化，从而获得接近正弦波的输入电流和接近1的功率因数。
功率校正pfc原理说明
有源功率因数校正（APFC）原理说明APFC 基本电路就是一种开关电源，但它与传统的开关电源的区别在于：DC/DC 变换之前没有滤波电容，电压是全波整流器输出的半波正弦脉动电压，这个正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受到实时的检测与监控，其控制的结果是达到全波整流器输入功率因数近似为 1 。
本次设计采用boost升压式电路，并采用平均电流控制法（CCM），基于功率因数校正芯片UC3854设计的。
主电路由二极管桥式整流电路与Boost升压型DC-DC变换器组成，控制电路主要由UC3854芯片组成，包括基准电压Ur、电压误差放大器V A、电路误差放大器CA、乘法器M、脉宽调制器PWM及驱动器。
具体工作过程为：输入电压Uo与基准电压Ur比较后，误差信号经过误差发达器放大后送入乘法器，与全波整流电压取样信号共同送到乘法器输入端，相乘后形成基波电流信号输出，基波电流信号与电流反馈信号经电流误差放大器CA相比较后输出信号，再与锯齿波信号相比较后形成PWM信号驱动功率开关管VT工作。
由于全波整流电压信号Udc为双半波正弦信号，稳定时电压误差放大器输出信号恒定，所以乘法器输出的基准电流信号波形和二极管桥式整流输出电压信号一致，也是双半波正弦信号，与高频的锯齿波信号比较后形成高频的PWM信号驱动开关管VT,可以迫使电感电流信号即输入电流信号在每个周期内按正弦规律变化，且与电路输入电压信号同相位，从而使输入电流跟踪输入电压，尽可能消除电流与电压的相位差，从而实现功率校正，提高功率因数，使功率因数近似为1。
采用boost升压式电路，并采用平均电流控制法（CCM）的原因:Boost 升压型变换器具有电感电流连续、储能电感能抑制RFI 和E．MI 噪声、流波形失真小、输出功率大及驱动电路简单等优点，因此常被用来作为有源功率因数正主电路拓扑。
平均电流控制法（CCM）：CCM 采用乘法器方法来实现APFC，其电路相对复杂，但工作频率固定，电感电流连续，开关管电流有效值小、EMI 滤波器体积小、输入电流波形失真小。
功率因数校正PFC变换器的实验研究
功率因数校正PFC变换器的实验研究一、实验目的1 理解功率因数校正控制策略的原理；2掌握基于BOOST的PFC变换器的基本工作原理；3掌握UC3854功率因数校正控制芯片的功能及使用方法。
二、实验内容熟悉UC3854的原理及使用方法，理解PWM 波产生过程；研究PFC变换器输入电流失真度、相移因数和功率因数之间的关系；理解PFC变换器闭环控制过程，掌握变换器闭环性能指标。
对变换器的基本要求如下：输入电压：220V，50Hz输出负载电流：0.1~1A输入PF：> 0.99三、实验器材四、主要实验步骤1控制电路接20V 直流电压。
用示波器观察并记录UC3854各管脚波形及驱动电路输出波形。
注意观察UC3854的3脚、14脚波形和UC3854输出波形之间的关系，理解UC3854芯片PWM 波产生过程。
2 打开主电路和控制电路电源，观察电感支路的电流波形，使电感工作在电流连续情况下。
用示波器观察并记录功率场效应管漏源极与栅源级间电压波形及它们之间的关系，理解场效应管的工作原理。
观察并记录电感支路、场效应管支路、二极管支路的电流波形，观测整流桥输出电压，电感两端、二极管两端、负载两端的电压波形，理解工作过程。
用示波器交流档观察输出电压纹波⊿UPP 。
4 观测输入电流与输入电压同步和功率因数情况：用示波器观察并记录不同输入电压和负载下输入电压和输入电流波形，比较两者的波形和相位，理解功率因数校正的意义。
用功率分析仪记录不同输入电压和负载下输入功率因数大小和电流失真度大小。
分析功率因数、波形畸变度和相移因数之间的关系。
5 计算不同输出功率下和输入电压下PFC 变换器的效率和外特性：改变PFC 变换器的负载和输入电压大小，测量并计算额定输入电压下负载变化时PFC 变换器的效率η和外特性，以及额定负载下不同输入电压时的PFC 变换器的效率η。
五、实验步骤的波形记录及相关分析1、实验电路图ov ininput图1.1 UC3854芯片引脚图1.2 Boost 电路图图1.3 UC3854内部结构2、主要波形图（1）UC3854各管脚波形及驱动电路输出波形图2-1 UC3854的3脚波形图2-2 UC3854的14脚波形图2-3 UC3854输出波形分析：UC3854的3管脚为电流闭环控制器的输出引脚，输出为电流闭环的信号。
基于UC3845的非隔离反激式输出可调开关电源设计
基于UC3845的非隔离反激式输出可调开关电源设计开关电源具有功耗小，效率高，稳压范围宽，体积小等优点，在通信设备、家用电器、仪器仪表等电子电路中应用广泛。
本文设计的开关电源要求只有一组输出电压，输出电压调节范围在25～36 V之间，输出电压纹波不超过0.8 V，输出最大功率不低于70 W。
在开关电源的各种典型结构中，反激式开关电源硬件电路简单，输出电压既可高于输入电压，又可低于输入电压，非常适合用于输出功率在200 W以下的开关电路。
因此设计方案采用了非隔离式反激变换器构成开关电路，选用电流模式控制芯片UC3845为功率开关管提供驱动电流，实现宽幅稳压和高效转换的功能。
1 非隔离反激式变换器电路原理反激式变换器有两种不同形式，非隔离反激式变换器(见图1)和隔离反激式变换器(见图2)。
非隔离反激式变换器只有一个输出电压，适合于只有一组输出且不用隔离的电源，变换器只需要处理一个绕组电感。
隔离反激式变换器可以在变压器次级有多个绕组，方便地输出多组与输入电压隔离的输出电压，并且可以通过调节变压器的变比得到大小不同的输出电压。
但与非隔离反激式变换器相比，多个绕组的变压器磁芯元件将是电源设计中的一大关键。
对于非隔离反激式变换器，输出电压和输入电压没有隔离，输出电压不低于输入电压。
在一个开关周期内，开关导通时，电压加在电感上，电流以某斜率上升，并储存能量在电感中;当开关关断的时候，电感电流经过二极管放电。
2 UC3845工作原理介绍UC3845是安森美半导体公司的高性能固定频率电流模式控制器。
该控制器是专为离线和DC-DC变换器应用而设计的，它可以使设计者使用最少的外部元件即而获得高成本效益的解决方案。
UC3845具有高达500 kHz的开关频率、大图腾柱输出电流等特性，是开关电源电路中驱动功率MOSFET管的理想器件。
UC3845芯片具有双列直插8管脚塑料封装以及14管脚塑料表面贴封装两种形式，芯片内部电路具有振荡器、高增益误差放大器、电流取样比较器、PWM所存电路、5 V基准电路、欠压锁定电路和电流图腾柱输出电路等，如图3所示。
UC3854设计介绍
4
功率因素校正（PFC）
功率因素校正PFC是十几年电源技术进步的重大领域，它 的基本原理是： 是电源输入电流实现正弦波，正弦化就是要使其谐波为 零，电流失真因数 1
保证电流相位与输入电压保持同相位，两波形同相位， 相移因数 cos 1 最终实现功率因素PF=1的设计工作目标
DCM
假定在稳态条件下，在一个开关周期内，MOS管的导通时间为Ton，输入电 压为Ui，电感电流为i，电感电流峰值为 ，电感量为L，电感电流达到峰 imax 值时，对应的输入电压为。则在MOS管导通期间，有：
di L ui dt
di imax 其中， ， dt Ton
因此
imax
Ton Ui L
滞环电流控制的原理框图如下
26
PFC控制方法——CCM-Hysteretic Current Control
电压外环的作用是为滞环控制单元提供瞬时电流参 考信号，作为滞环逻辑控制器的输入 所检测的输入电压经分压后，产生两个基准电流： 上限值与下限值
当电感电流达基准下限值时，开关管导通，电感电 流上升，当电感电流达基准上限值时，开关管关断， 电感电流下降
因此我们必须引入功率因素较正
3
功率因数和功率因数校正
功率因数的定义
V1rms I 1rms cos I 1rms cos PF ＝ cos P视在 Vrms I rms I rms P有功
功率因数校正的任务
正弦化，使电流失真因数 1 1 同相位，使相移因数 cos＝
mmin d d1 d 2 Vo (mmin sint )
基于UC的BOOST电路PFC变换器的设计
基于UC的BOOST电路PFC变换器的设计————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：基于UC3854的BOOST 电路PFC 变换器的设计1. 设计指标输入电压：200VAC ～250VAC 输入频率：50Hz 输出直流电压：400V 输出功率：500W 功率因数：>98% 输入电流THD ：<5%2. 开关频率综合考虑效率和变换器体积，选取开关频率为100KHz 。
原理图3. 电感电感值大小决定了输入端高频纹波电流总量，可以根据计算出的电流纹波总量ΔI 来选择电感值。
电感值的确定从输入正弦电流的峰值开始，而最大的峰值电流出现在最小电网电压的峰值处：()(min)2line pk in PI V ⨯=由上式可知，此时的最大峰值电流为3.54A 。
通常选择电感中的峰-峰值纹波电流为最大峰值电流的20%左右，故有ΔI=707mA 。
电感值根据最低输入电压时半个正弦波顶部的峰点的电流来选择，此时2200282.8,100in S V V f KHz =⨯==根据此处电压和开关频率的占空比来选择：o inoV V D V -=in s V DL f I⨯=⨯∆由上式可得L =1.17mH ，取L =1.2mH 。
4. 输出电容涉及输出电容的选择因数有开关频率纹波电流、2次纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间等。
在本例中，电容的选择主要考虑维持时间。
维持时间是在电源关闭以后，输出电压任然能保持在规定范围内的时间长度，去典型值为15~50ms 。
可根据以下公式确定（能量守恒）：220(min)2o o P tC V V ⨯⨯∆=- 式中，取Δt=64ms ，V o （min ）=300V 。
，可得C o =914uF ，可以选取915uF 的电解电容。
5. 电感电流检测采用在变换器到地之间使用一检测电阻。
基于UC3854的BOOST电路PFC变换器的设计说明
基于UC3854的BOOST电路PFC变换器的设计1.设计指标输入电压：200VAC～250VAC输入频率：50Hz输出直流电压：400V输出功率：500W功率因数：>98%输入电流THD：<5%2.开关频率综合考虑效率和变换器体积，选取开关频率为100KHz。
原理图3.电感电感值大小决定了输入端高频纹波电流总量，可以根据计算出的电流纹波总量ΔI来选择电感值。
电感值的确定从输入正弦电流的峰值开始，而最大的峰值电流出现在最小电网电压的峰值处：()(min)line pk in PI V =由上式可知，此时的最大峰值电流为3.54A 。
通常选择电感中的峰-峰值纹波电流为最大峰值电流的20%左右，故有ΔI=707mA 。
电感值根据最低输入电压时半个正弦波顶部的峰点的电流来选择，此时200282.8,100in S V V f KHz ===根据此处电压和开关频率的占空比来选择：o inoV V D V -=in s V DL f I⨯=⨯∆由上式可得L =1.17mH ，取L =1.2mH 。
4. 输出电容涉及输出电容的选择因数有开关频率纹波电流、2次纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间等。
在本例中，电容的选择主要考虑维持时间。
维持时间是在电源关闭以后，输出电压任然能保持在规定范围内的时间长度，去典型值为15~50ms 。
可根据以下公式确定（能量守恒）：220(min)2o o P tC V V ⨯⨯∆=- 式中，取Δt=64ms ，V o （min ）=300V 。
，可得C o =914uF ，可以选取915uF 的电解电容。
5. 电感电流检测采用在变换器到地之间使用一检测电阻。
一般选择压降为1V 左右的检测电阻，此处选择0.25Ω的电阻作为R S ,在最坏的情况下（峰值电流达到原值1.25倍），4.4A 的峰值电流将会产生最大1.1V 的压降。
6. 峰值电流限制UC3854的峰值限制功能，在电感电流的瞬时值电流超过最大值，即2管脚低于低电平时被激活，将开关断开。
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基于UC3854的BOOST 电路PFC 变换器的设计1. 设计指标输入电压：200VAC ～250VAC 输入频率：50Hz 输出直流电压：400V 输出功率：500W 功率因数：>98% 输入电流THD ：<5%2. 开关频率综合考虑效率和变换器体积，选取开关频率为100KHz 。
原理图3. 电感电感值大小决定了输入端高频纹波电流总量，可以根据计算出的电流纹波总量ΔI 来选择电感值。
电感值的确定从输入正弦电流的峰值开始，而最大的峰值电流出现在最小电网电压的峰值处：()(min)2line pk in PI V =由上式可知，此时的最大峰值电流为3.54A 。
通常选择电感中的峰-峰值纹波电流为最大峰值电流的20%左右，故有ΔI=707mA 。
电感值根据最低输入电压时半个正弦波顶部的峰点的电流来选择，此时200282.8,100in S V V f KHz ===根据此处电压和开关频率的占空比来选择：o in oV V D V -=in s V DL f I⨯=⨯∆由上式可得L =1.17mH ，取L =1.2mH 。
4. 输出电容涉及输出电容的选择因数有开关频率纹波电流、2次纹波电流、直流输出电压、输出纹波电压和维持时间等。
在本例中，电容的选择主要考虑维持时间。
维持时间是在电源关闭以后，输出电压任然能保持在规定围的时间长度，去典型值为15~50ms 。
可根据以下公式确定（能量守恒）：220(min)2o o P tC V V ⨯⨯∆=- 式中，取Δt=64ms ，V o （min ）=300V 。
，可得C o =914uF ，可以选取915uF 的电解电容。
5. 电感电流检测采用在变换器到地之间使用一检测电阻。
一般选择压降为1V 左右的检测电阻，此处选择0.25Ω的电阻作为R S ,在最坏的情况下（峰值电流达到原值1.25倍），4.4A 的峰值电流将会产生最大1.1V 的压降。
6. 峰值电流限制UC3854的峰值限制功能，在电感电流的瞬时值电流超过最大值，即2管脚低于低电平时被激活，将开关断开。
电流限制值有基准电压初一电流检测电阻的分压来设置：12RS PK PK REFV R R V =式中，R PK1和R PK2是分压电阻；V REF 值为7.5V ；V RS 是检测电阻R S 上的电压值。
通过R PK2的电流大约为1mA ，由上可知峰值电流限制在4.4A ，R PK1取10k Ω，R PK2取1.5k Ω。
7. 前馈电压信号V FF 是输入到平方器电路的电压，UC3854平方器电路通常在1.4V~4.5V 的围工作。
UC3854有一个钳位电路，即使输入超过该值，都将前馈电压的有效值限制在4.5前馈输入电压分压器有3个电阻R FF1、R FF2、R FF3，及两个电容C FF1、C FF2。
因此它能进行两级滤波并提供分压输出。
分压器和电容形成一个二阶低通滤波器，所以其直流输出是和正弦半波的平均值成正比。
前馈电压V FF 分压器有两个直流条件需要满足。
在高输入电网电压下，前馈电压应不高于4.5V ，当达到或超过此值时，前馈电压被钳制而失去前馈功能。
在低输入电网电压时，应设置分压器使前馈电压等于1.414V ，如果不到1.414V 部限流器将使乘法器输出保持恒定。
选取分压电阻R FF1为900k Ω，R FF2为92.14k Ω，R FF3为7.86k Ω。
当输入电压为AC250V 的时候，直流电压平均值为225V ，此时V FF 为1.77V ；当输入电压为AC200V 的时候，直流电压平均值为160V ，此时V FF 为1.41V 。
8. 乘法器的设置乘法器、除法器是功率因素校正器的核心。
乘法器的输出调节电流环用以控制输入电流功率因素提高。
因此此乘法器的输出是个表达输入电流的信号。
与多数从输出开始到输入的设计任务不同，乘法器电路的设计必须从输入端开始。
乘法器有三个输入端：调节电流端I AC （脚6）、来自输入的前馈电压端V FF （脚8）、电压误差放大输出端V VEA （脚7），乘法器的输出是电流信号I mo （脚5）：2(1)m AC VEA mo FFK I V I V -=式中，K m =1是常数。
9. 乘法器输入电流乘法器的输入电流来自经R VAC 的输入电压，乘法器在较高电流下有较好的线性度，但推荐的最大电流是0.6mA 。
在高网电压时，电网电压峰值是354V ，脚6上的电压是6V ，用580k Ω的电阻值得到的最大的值是0.6mA ，因引脚6上的电压是6V ，为使电路正常工作在输入波形V IN =0处，需要一个偏置电流。
在基准电压V REF 和脚6之间接一个电阻R b1，I AC 就能提供最小偏置电流。
14b VAC R R =，R b1其值取为150k Ω。
10. 乘法器输出电流2(1)m AC VEA mo FFK I V I V -=乘法器的最大输出电流I mo 出现在低电网线路输入正弦波的峰值处。
min 200620IN AC VAC I R K===0.49mA此时，V VEA 为5V ，V FF 2为2。
由上可得，I mo 的最大值为1.38mA 。
电流I SET 是乘法器输出电流的另一个限制点。
不能大于3.75/R SET ,可得最大值R SET =2.715 k Ω，因此可选2.7 k Ω。
为了形成电流环的反馈回路，乘法器的输出电流I mo 必须与一个正比与电感电流的电流相加，形成负反馈。
接在乘法器输出和电流检测电阻的电阻R mo 执行这一功能，它使乘法器的输出端成为电感电流和基准电流的求和结点。
mo mo L S I R i R =由上式可得R mo =3.84 k Ω，可选3.9 k Ω。
11. 振荡器频率振荡器的频率由电容C T 和电阻R SET 来设定，R SET 已知为10 k Ω。
开关频率f s 要设定为100KHZ ，电容即由下式决定：1.25T SET SC R f =所以C T 为4.6nF .12. 电流误差放大器的补偿（1）计算电感电流下降时在检测电阻两端所造成的压降，再除以开关频率：0.854o Srs sV R V V L f ⨯∆==⨯此电压必须等于Vs 的峰峰值，即定时电容器上的电压5.2V ，误差放大器的增益为：5.20.8546.092ca S rs G V V V V ===。
（2）反馈电阻，设R ci =R mo =0.8 k Ω，R cz =G ca R ci =5 k Ω （3）电流环穿越频率：15.92out S czci S ci V R R f KHz V R π⨯⨯==⨯⨯（4）选Ccz ，选择45°相位围，在环路穿越频率处设置零点。
12.052CZ ci CZC nF f R π==⨯⨯（5）选择Ccp ，集电必须在f s /2上，13202CP S CZC pF f R π==⨯⨯13. 电压误差放大器的补偿THD 为5％，选3%的3次谐波交流输入作为规值。
1.5%分配做Vff 输入，0.75%到输出纹波电压，或1.5%到Vvac 。
留下0.75%分配到各种非线性器件。
（1）输出纹波电压：输出纹波电压由下式决定，式中fr 是2次谐波的频率：0() 2.1762inpk ac O OP V V C V π==⨯⨯（2）放大器增益的设置：Vopk 必须减少到电压误差放大器输出所允许的纹波电压，这就是要设置误差放大器在2次谐波频率点上的增益，公式如下：()%0.028vao va O pk V RippleG V ∆⨯==（3）反馈网络的数值：取Rvi 为511 k Ω10.082vf r vi vaC uF f R G π==⨯⨯⨯（4）设置分压电阻：10vi ref vd o refR V R K V V ⨯==-（5）极点频率升压级增益为：in cobst vea oP X G V V ⨯=∆⨯在放大器的响应的极点上，误差放大器增益由下式给出：cf va viX G R =总得电压环增益为：in co cf v vea o viP X X G V V R ⨯⨯=∆⨯⨯为求出截止频率，设Gv=1，求解fvi ，Xco 安排在1/(2πfCo),X cf 安排在1/(2πfCf)，方程变为：227.84(2)invi vea o vi o vf P f Hz V V R C C π==∆⨯⨯⨯⨯⨯ 15002vf vi vfR K f C π==⨯⨯，取100K 。
14. 前馈电压滤波电容这些电容确定了交流输入电流上Vff 分配的3次谐波失真，并确定所需衰减的总量。
整流后的电网电压2次谐波含量是66.2%。
THD 是允许的总谐波失真百分比。
%0.02366.2%ff THD G ==用两个等式连解极点，求出极点频率，fr 是2次谐波的纹波频率。
15.053p ff r f G f Hz =⨯=选择C ff1和C ff2:71211.148102ff p ff C f R π-==⨯⨯⨯, 取0.1uF62311.345102ff p ff C f R π-==⨯⨯⨯ 取1.3uF15. 仿真及波形分析saber 仿真图输入电压及电流波形电感电流及全波整流电压波形输出电压波形输入电流波形及频谱分析。