卫星通信链路计算过程培训讲学
卫星通信课件第4章卫星链路设计
预估计雨衰减的方法
➢ 物理方法：路径衰减是路径沿线上遇到的雨点所造成的单 个降雨衰减增量的一个积分；
➢ 预测模型：计算雨中有效路径长度Leff的半经验近似方法， 在这个有效路径上假设降雨率不变。
预测模型主要有三个步骤：
➢确定所关心的时间百分比内的降雨强度；
• 温带纬度范围内仰角接近30o的路径上于30GHz频率附近的云 层衰减的典型值在1dB~2dB之间；
大气损耗和噪声La
太阳噪声、宇宙噪声 地球噪声、人为噪声
N0
接收天线指向损失[LRP]
1 星地传输方程
接收功率通量密度
➢全向天线下
通量密度
Pfd
PT
4 d 2
, (W/m2 )
➢方向性天线下
• 通量密度
Pfd
PTGT
4 d 2
, (W/m2 )
Pfd EIPR 10log(4 d 2 ), (dBW/m2 )
平方频率变化法则
A(E2 ) csc(E2 )
假设同一条路径上在f1 GHz和f2 GHz频率上测得的衰减为A(f1 )和
A(f2
)则它们有如下近似关系：A( A(
f1) f2)
( (
f1)2 f2 )2
这个公式建立起了长期统计值之间的联系，它不能用于链路上的短
期频率变化或是靠近任何共振吸收线的频率。
• 从雨衰产生的机理可以得到雨衰减大小与雨滴半径和波长比 值有密切的关系，当电波的波长可以和雨滴的尺寸相比拟时 ，将引起雨滴共振，产生最大的雨衰。
2 传播效应——与水汽凝结有关
雨衰估计
降雨率超过R的百分比时间 100
卫星通信链路计算过程
卫星通信链路计算过程 It was last revised on January 2, 2021卫星通信链路计算过程星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的载波功率与等效噪声温度比C/T或者载波与噪声功率比C/N、以及载波与干扰功率比C/I，再求出考虑干扰因素的系统载噪比C/(N+I)和载波的系统余量。
上下行C/T上行和下行C/T的计算公式分别为C/TU = EIRPE– LossU+ G/TSatC/TD = EIRPS– LossD+ G/TE/S式中的EIRPE 和EIRPS分别为载波的上行和下行EIRP，LossU和LossD分别为总的上行和下行传输衰耗，G/TSat 和G/TE/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数。
上式中的数据均为对数形式。
C/N与C/T 的关系C/N与C/T的关系式为C/N = C/T – k – BWN = C/T + 228.6 – BWN式中的k为波兹曼常数，BWN为载波噪声带宽。
式中的数据均为对数形式。
C/I与C/IM卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰C/IXP_U和C/IXP_D 、以及上行和下行邻星干扰C/IAS_U和C/IAS_D。
此外，还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰 C/IM 。
C/N与C/I的合成由多项 C/N和C/I求取总的C/N、C/I、以及C/(N+I)的算式为(C/NTotal )-1 = (C/NU)-1 + (C/ND)–1(C/ITotal )-1 = (C/IXP_U)-1 + (C/IAS_U)–1 + (C/IM)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1(C/(N+I))-1 = (C/NTotal )-1 + (C/ITotal)–1上述三个算式中的数据均为真数形式。
由多项C/N和C/I求取总的C/(N+I)的步骤也可为(C/(N+I)U )-1 = (C/NU)-1 + (C/IXP_U)–1 + (C/IAS_U)–1(C/(N+I)D )-1 = (C/ND)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1 + (C/IM)-1(C/(N+I))-1 = (C/(N+I)U )-1 + (C/(N+I)D)–1上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。
最新2019-第5章卫星通信线路计算-PPT课件
C NuEIRPELuLFRG SkRT SRSBnS
C N u E I R P E G R S L u L F R S k T R S B n S
下行载噪比计算
C N d E I R P E G R S L d L F R E k T R E B n E
5.3.3 卫星通信线路中几个相关参数 的计算
• 门限载噪比[C/N]th
C NN Eb0RbBb
• 地理增益 • 接收系统品质因数G/T与卫星转发器饱和通量
密度WS
W SEIRP E•SLu10lg4 2
• C/N的门限备余量
EC NC NthC TC Tth
FDM/FM/FDMA系统中的卫星线 路参数设计
衡量其系统性能的技术指标是误码率和传
输速率，其卫星线路参数设计过程如下。
例题
已 知 工 作 频 率 为 6/4GHz的 TDM A系 统 中 ， 其 卫 星 转
发 器 有 效 全 向 辐 射 功 率 EISRS=23P .5dB, 接 收 系 统 的 GRSTsa=t-18.6dB/K,转 发 器 灵 敏 度 W S =-72dB/m 2。 若 系 统 中 采 取 输 入 输 出 补 偿 技 术 ， 使 输 入 补 偿 BlO =6dB， 输 出 补 偿 BoO =2dB。 另 外 已 知 地 球 站 的 GRTD=
根据图6-9中所示的CTlM~BOl的关系可得
C TlM=-135.4dB/K
但值得注意的是上述所求出的CTtM 值并不是针对传
输252路电话载波时的C/T值，而是指多载波工作时的C/T 值，因此必须根据发端地球站传输252路电话信号时实际的
EIREP在EIREPM中所占的比例来加以修正。设系统中 发端地球站实际的EIREP=81.9dB，可见比求出的 EIREPM小3.7dB，因此CTl 、CTD 、CTU 值都应比
卫星通信链路计算过程
K2MG-E《专业技术人员绩效管理与业务能力提升》练习与答案卫星通信链路计算过程星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的载波功率与等效噪声温度比C/T 或者载波与噪声功率比C/N、以及载波与干扰功率比C/I，再求出考虑干扰因素的系统载噪比C/(N+I)和载波的系统余量。
上下行C/T上行和下行C/T的计算公式分别为C/T U= EIRP E– Loss U + G/T SatC/T D = EIRP S– Loss D + G/T E/S式中的EIRP E和EIRP S分别为载波的上行和下行EIRP，Loss U和Loss D分别为总的上行和下行传输衰耗，G/T Sat和G/T E/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数。
上式中的数据均为对数形式。
C/N与C/T 的关系C/N与C/T的关系式为C/N = C/T – k – BW N = C/T + 228.6 – BW N式中的k为波兹曼常数，BW N为载波噪声带宽。
式中的数据均为对数形式。
C/I与C/IM卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰C/I XP_U和C/I XP_D、以及上行和下行邻星干扰C/I AS_U和C/I AS_D。
此外，还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰C/IM 。
C/N与C/I的合成由多项C/N和C/I求取总的C/N、C/I、以及C/(N+I)的算式为(C/N Total )-1 = (C/N U )-1 + (C/N D )–1(C/I Total )-1 = (C/I XP_U )-1 + (C/I AS_U )–1 + (C/IM)-1 + (C/I XP_D )-1 + (C/I AS_D )-1(C/(N+I))-1 = (C/N Total )-1 + (C/I Total )–1上述三个算式中的数据均为真数形式。
由多项C/N和C/I求取总的C/(N+I)的步骤也可为(C/(N+I)U )-1 = (C/N U )-1 + (C/I XP_U )–1 + (C/I AS_U )–1(C/(N+I)D )-1 = (C/N D )-1 + (C/I XP_D )-1 + (C/I AS_D )-1 + (C/IM)-1(C/(N+I))-1 = (C/(N+I)U )-1 + (C/(N+I)D )–1上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。
卫星通信链路计算过程
卫星通信链路计算过程 Company number：【WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998】卫星通信链路计算过程星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的载波功率与等效噪声温度比C/T或者载波与噪声功率比C/N、以及载波与干扰功率比C/I，再求出考虑干扰因素的系统载噪比C/(N+I)和载波的系统余量。
上下行C/T上行和下行C/T的计算公式分别为C/TU = EIRPE– LossU+ G/TSatC/TD = EIRPS– LossD+ G/TE/S式中的EIRPE 和EIRPS分别为载波的上行和下行EIRP，LossU和LossD分别为总的上行和下行传输衰耗，G/TSat 和G/TE/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数。
上式中的数据均为对数形式。
C/N与C/T 的关系C/N与C/T的关系式为C/N = C/T – k – BWN = C/T + – BWN式中的k为波兹曼常数，BWN为载波噪声带宽。
式中的数据均为对数形式。
C/I与C/IM卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰C/IXP_U和C/IXP_D 、以及上行和下行邻星干扰C/IAS_U和C/IAS_D。
此外，还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰 C/IM 。
C/N与C/I的合成由多项 C/N和C/I求取总的C/N、C/I、以及C/(N+I)的算式为(C/NTotal )-1 = (C/NU)-1 + (C/ND)–1(C/ITotal )-1 = (C/IXP_U)-1 + (C/IAS_U)–1 + (C/IM)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1(C/(N+I))-1 = (C/NTotal )-1 + (C/ITotal)–1上述三个算式中的数据均为真数形式。
由多项C/N和C/I求取总的C/(N+I)的步骤也可为(C/(N+I)U )-1 = (C/NU)-1 + (C/IXP_U)–1 + (C/IAS_U)–1(C/(N+I)D )-1 = (C/ND)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1 + (C/IM)-1(C/(N+I))-1 = (C/(N+I)U )-1 + (C/(N+I)D)–1上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。
卫星通信 第3章卫星通信链路设计 ppt课件
第3章 卫星通信链路设计
图3-1 地球站接收机的噪声源
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第3章 卫星通信链路设计 外部噪声主要有如下几种： (1)宇宙噪声。宇宙噪声主要包括银河系辐射噪声，太 阳射电辐射噪声，月球、行星及射电点源的射电辐射噪声。 卫星工作频率在1 GHz以下时，银河系辐射噪声影响较大， 故一般就将银河系噪声称为宇宙噪声。 (2)大气噪声。大气除了产生吸收现象外，还同时产生 噪声。通常天线波束内的大气，将在天线输出上产生随入 射角而变化的大气噪声。这种影响在入射角小时，将急剧 增加。
C NDC NE10lg1r
(3-16)
式(3-16)表明，当计入上行链路噪声和转发器交调噪声 后，［C/N］E的值有所下降。
23
第3章 卫星通信链路设计
3.地球站性能因数G/T
当转发器设计好了之后，［EIRP］S的值就确定了。如 果地球站的工作频率和通信容量均已确定，LD和B的值也是 确定的，则接收机输入端载波噪声比C/N将取决于地球站的 性能因数GRE/TD，通常简写为G/T。显然G/T的值越大，C/N 的值越高，表明接收系统的性能就越好。
9
第3章 卫星通信链路设计
3.1.2 接收机输入端的噪声功率
在卫星通信链路中，地球站接收到的信号是极其微弱 的。特别是在地球站中，由于使用了高增益天线和低噪声 放大器，使接收机内部的噪声影响相对减弱。因此外部噪 声的影响已不可以忽略，即其它各种外部噪声也应同时予 以考虑。
地球站接收机的噪声来源如图3-1所示，可分为外部噪 声和内部噪声两大类。
24
第3章 卫星通信链路设计
3.2 卫星通信链路的C/T值
无论模拟通信系统要保证话路输出端信噪比S/N为一定 值，还是数字通信系统满足一定的传输速率与误码率要求， 都需要接收系统输入端载噪比C/N达到一定的数值。如果卫 星通信链路的通信容量和传输质量等方面的指标已经确定， 那么接收机输入端要达到的载噪比也就确定了。在3.1节， 我们已经得出了载噪比C/N的公式，不过，由于它是带宽B 的函数，因此缺乏一般性，对不同带宽的系统不便于比较。
卫星通信链路计算过程
卫星通信链路计算过程星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的载波功率与等效噪声温度比C/T或者载波与噪声功率比C/N、以及载波与干扰功率比C/I，再求出考虑干扰因素的系统载噪比C/(N+I)和载波的系统余量。
上下行C/T上行和下行C/T的计算公式分别为C/TU = EIRPE– LossU+ G/TSatC/TD = EIRPS– LossD+ G/TE/S式中的EIRPE 和EIRPS分别为载波的上行和下行EIRP，LossU和LossD分别为总的上行和下行传输衰耗，G/TSat 和G/TE/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数。
上式中的数据均为对数形式。
C/N与C/T 的关系C/N与C/T的关系式为C/N = C/T – k – BWN = C/T + 228.6 – BWN式中的k为波兹曼常数，BWN为载波噪声带宽。
式中的数据均为对数形式。
C/I与C/IM卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰C/IXP_U和C/IXP_D 、以及上行和下行邻星干扰C/IAS_U和C/IAS_D。
此外，还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰 C/IM 。
C/N与C/I的合成由多项 C/N和C/I求取总的C/N、C/I、以及C/(N+I)的算式为(C/NTotal )-1 = (C/NU)-1 + (C/ND)–1(C/ITotal )-1 = (C/IXP_U)-1 + (C/IAS_U)–1 + (C/IM)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1(C/(N+I))-1 = (C/NTotal )-1 + (C/ITotal)–1上述三个算式中的数据均为真数形式。
由多项C/N和C/I求取总的C/(N+I)的步骤也可为(C/(N+I)U )-1 = (C/NU)-1 + (C/IXP_U)–1 + (C/IAS_U)–1(C/(N+I)D )-1 = (C/ND)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1 + (C/IM)-1(C/(N+I))-1 = (C/(N+I)U )-1 + (C/(N+I)D)–1上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。
卫星通信—第四讲 链路计算
E类站(14/11)
F类站(6/4) F-1
G T ≥ 22.7 + 20 lg f 4
11米 4.5--5米
F-2
G T ≥ 27.0 + 20 lg f 4
7.5--8米
F-3 G T ≥ 29.0 + 20 lg f
4
9--10米
Quality Grade
Excellent 5
Good
4
Fair
=
Pt Gt Gr
λ 4πR
2
• 自由空间传播损耗(路程损耗)
Lf
=
4π R λ
2
=
4π fR c
2
Pr
=
Pt G t G r Lf
(常称通信距离方程)
当用d(m), λ(m)表示时,
[ ]L f = 22 + 20 lg d − 20 lg λ
( dB)
当用d(m), f(GHz) 表示时
例如 A类站(6/4)
G T ≥ 35 .0 + 20 lg f 4
天线直径15-18米
B类站(6/4) G T ≥ 31 .7 + 20 lg f
4
C类站(14/11) G T ≥
11--14米
D类站(6/4) D-1
G T ≥ 22.7 + 20 lg f 4
5米
D-2 G T ≥ 31.7 + 20 lg f
0.148 f 2 v1m.43
式中频率f的单位为(GHz),
能见度νm 的单位为(m)
密雾 Vm < 50m 浓雾 50<Vm<200m 中等 200<Vm<500m
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卫星通信链路计算过程卫星通信链路计算过程星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的载波功率与等效噪声温度比C/T或者载波与噪声功率比C/N、以及载波与干扰功率比C/I，再求出考虑干扰因素的系统载噪比C/(N+I)和载波的系统余量。
上下行C/T上行和下行C/T的计算公式分别为C/TU = EIRPE– LossU+ G/TSatC/TD = EIRPS– LossD+ G/TE/S式中的EIRPE 和EIRPS分别为载波的上行和下行EIRP，LossU和LossD分别为总的上行和下行传输衰耗，G/TSat 和G/TE/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数。
上式中的数据均为对数形式。
C/N与C/T 的关系C/N与C/T的关系式为C/N = C/T – k – BWN = C/T + 228.6 – BWN式中的k为波兹曼常数，BWN为载波噪声带宽。
式中的数据均为对数形式。
C/I与C/IM卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰C/IXP_U和C/IXP_D 、以及上行和下行邻星干扰C/IAS_U和C/IAS_D。
此外，还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰 C/IM 。
C/N与C/I的合成由多项 C/N和C/I求取总的C/N、C/I、以及C/(N+I)的算式为(C/NTotal )-1 = (C/NU)-1 + (C/ND)–1(C/ITotal )-1 = (C/IXP_U)-1 + (C/IAS_U)–1 + (C/IM)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1(C/(N+I))-1 = (C/NTotal )-1 + (C/ITotal)–1上述三个算式中的数据均为真数形式。
由多项C/N和C/I求取总的C/(N+I)的步骤也可为(C/(N+I)U )-1 = (C/NU)-1 + (C/IXP_U)–1 + (C/IAS_U)–1(C/(N+I)D )-1 = (C/ND)-1 + (C/IXP_D)-1 + (C/IAS_D)-1 + (C/IM)-1(C/(N+I))-1 = (C/(N+I)U )-1 + (C/(N+I)D)–1上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。
系统所需的Eb/N与C/N数字载波解调器对载波的每bit能量与噪声密度之比Eb/N通常有一个最低要求，由此数据可以求出系统所需要的最低C/N。
[C/N] = [Eb/N0] + 20log(RData) – [BWN]上式中的RData为真数形式的载波数据速率或信息速率，其余的数据均为对数形式。
系统余量系统余量为系统的C/(N+I)与系统所需最低C/N之差值。
数字载波的链路预算设计卫星通信线路时，通常先选定通信卫星和工作频段，根据卫星转发器的性能参数和用户需求，选择系统所用的天线口径、调制和编码方式，然后通过链路计算，验证所设计线路的可行性与合理性。
合理的设计应保证系统略有余量，同时使系统所占用的转发器功率资源与带宽资源相平衡。
如果链路预算结果表明，在功率与带宽相平衡时所得的系统余量过大或不足，可以改变天线口径，或调制、编码参数，对系统进行优化。
考虑到目前的话音、数据通信和电视广播的主流是数字化，这里只介绍数字载波的链路预算表。
表中列举了几种不同类型的业务，它们共用一个36MHz带宽的C波段转发器。
载波带宽计算载波带宽时，通常按下式先从被传输的信息速率、纠错码率和调制方式，求出符号速率。
符号速率 = （信息速率 / FEC编码率 / R-S编码率）* 调制因子如果有报头的话，应将其计入信息速率中。
前向纠错(FEC)编码率通常为1/2、2/3、3/4、5/6和7/8，Reed-Solomon编码率常用188/204。
BPSK、QPSK、8PSK 和16QAM的调制因子分别为1、1/2、1/3和1/4。
载波噪声带宽和占用带宽的取值应分别为符号速率的1.2倍和1.4倍。
部分设备商强调其调制波的占用带宽可压缩到符号速率的1.35倍甚至1.3倍，但通常不被卫星操作者所接受。
在链路预算中，载波噪声带宽将被用于计算C/T、C/N和Eb /N之间的关系，占用带宽将被用于决定载波工作频率，以及计算载波的输出和输入回退量。
输出和输入回退通信转发器的功放级多采用行波管放大器(TWTA)或固态功率放大器(SSPA)。
这两种放大器在最大输出功率点附近的输出/输入关系曲线为非线性。
多载波工作于同一个转发器时，为了避免非线性放大器产生的交调干扰，必须使使放大器工作在线性状态。
这时，整个转发器的输出功率远低于最大功率。
采用TWTA的转发器在线性工作状态时的输出功率，通常比最大功率低 4.5dB。
也就是说，整个转发器的输出线性回退约为4.5dB。
转发器的输入回退量可根据输出回退量，在放大器输出/输入关系曲线中查得。
对于采用TWTA的转发器，输入回退量一般比输出回退大6dB上下。
对应于4.5dB的输出线性回退，转发器的输入线性回退约为10.5dB。
在链路预算中，载波输出回退和输入回退将分别被用于计算载波的下行和上行EIRP。
用户载波的功率分配功率和带宽同为转发器的重要资源。
用户所能占用的转发器功率应与他向卫星公司租用的转发器带宽相平衡。
在一般情况下，用户载波所占用的转发器功率与转发器总功率的比值，应该和用户租用带宽占转发器总带宽的比例大致相等。
载波功率的输出回退值与转发器线性回退之差值，即为载波占用转发器功率的比例。
当载波在转发器中的功率占用率与带宽占用率相平衡时，OBO C = OBO Xpd + 10 lg (BW Xpd / BW C)式中，OBOC 为载波的输出回退值，OBOXpd为转发器的线性输出回退值，BWXpd和BWC分别为转发器带宽和载波租用带宽。
上式表明，转发器的线性输出回退值越低，或者载波带宽越宽，载波所分配到的功率就越高；转发器带宽越宽，载波所分配到的功率就越低。
SFD与上行EIRP转发器的饱和通量密度SFD反映卫星信道的接收灵敏度。
接收灵敏度越高，所要求的上行功率就越低。
不过，一味提高SFD并不是好事。
因为降低上行功率的同时，也将相应降低上行载噪比和上行抗干扰能力。
值得一提的是，通过调整转发器信道单元中的可变衰耗器，可以改变SFD的数值。
因此，在转发器参数表中，一般会注明SFD是某个衰减档的对应值。
在取用SFD参数时，应该根据参数表中的参考衰减档与转发器当前所用衰减档的差值，对参数表中的SFD数值加以修正。
上行载波的EIRP可按下式求得，EIRPE = SFD - 载波输入回退 - G+ 上行传输损耗式中的G为单位面积的标准天线增益。
载波的上行EIRP用于计算上行G/T与上行站的天线发送增益和功放输出功率。
上行和下行C/TC/T为载波功率与等效噪声温度之比，上行与下行C/T的计算公式均为，C/T = EIRP - 传输损耗 + G/T计算上行C/T时，上式中的EIRP为载波的上行EIRP，传输损耗为上行损耗，G/T为转发器参数。
计算下行C/T时，上式中的EIRP为载波的下行EIRP，传输损耗为下行损耗，G/T为地面接收系统的参数。
链路预算的对象也可以是C/N，它与C/T的关系为，C/N = C/T - BWN- k式中，BWN为载波噪声带宽，k为波兹曼常数。
三项干扰因素的估算在链路预算中，除了上行与下行的C/T或C/N外，通常还需考虑反极化干扰、邻星干扰和交调干扰等因素。
这三项干扰因素的计算，因数据不足而很难得到准确的结果。
由于它们对链路预算结果的影响很有限，为此，通常只采用简化的估算方法。
反极化干扰应考虑被干扰信号与反极化干扰信号的功率谱密度之比，以及地面天线和卫星收发天线的极化隔离度的综合影响。
假设两个极化的转发器的工作状态相同，两个极化的载波都只占用转发器平均功率，反极化干扰的载波干扰比C/I即可简化为天线极化隔离度的综合影响。
一般而言，在邻星干扰中，下行干扰起决定作用。
邻星干扰的C/I大致由双方载波在接收站点的下行EIRP谱密度之比与接收天线的偏轴增益差（地面天线指向所用卫星的最大接收增益与指向邻星的偏轴接收增益之差值）决定。
卫星操作者通常都要求用户为发送多载波的上行站功放预留足够的线性回退。
因此，交调干扰可以只考虑由转发器引起的部分。
交调干扰的C/I大致由转发器的线性回退量和相邻载波与被计算载波的功率谱密度之比决定。
链路载噪比与系统余量链路预算需要综合考虑上行C/N与下行C/N、以及各种干扰所产生的C/I，最后求得相关载波链路的系统C/N。
相关算式为(C/N)Total -1 = (C/(N+I))Up-1 + (C/(N+I))Dn-1= ((C/N)Up -1+ (C/I)XpdUp-1+ (C/I)AdjUp-1) + ((C/N)Dn-1+ (C/I)XpdDn-1+(C/I)AdjDn -1 + (C/I)IM-1)上式中，(C/(N+I))Up 和(C/(N+I))Dn分别为上行和下行的载波与噪声干扰比，(C/I)XpdUp 和(C/I)XpdDn分别为上行和下行的载波与反极化干扰比，(C/I)AdjUp和(C/I)AdjDn 分别为上行和下行的载波与邻星干扰比，(C/I)IM为下行载波与交调干扰比。
上式中，所有的原为对数形式的载波噪声比和载波干扰比，都需在换算为真数后，再进行倒数求和计算。
由此得到的系统C/N，还得再次换算为常用的对数形式，单位为dB。
采用不同的调制和编码方式的数字载波，都对应有一个最低要求的Eb /N值。
通过换算，可以求得相关载波所需的最低C/N值。
载波链路的系统C/N估算值与载波所需的最低C/N值之差，为相关载波的系统余量。
在不考虑降雨衰耗时，系统余量以1到2dB较为合适。
余量太低时，系统工作将不够稳定；余量过高时，将增加不必要的设备成本。
干扰估算的简化处理上一节中，系统C/N也可通过综合上下行C/N与上下行C/I求得。
算式可以相应变化为(C/N)Total -1 = (C/N)Up&Dn-1 + (C/I)Up&Dn-1= ((C/N)Up -1+ (C/N)Dn-1) + ((C/I)XpdUp-1+ (C/I)AdjUp-1+ (C/I)XpdDn-1+(C/I)AdjDn -1 + (C/I)IM-1)一般说来，载波噪声比(C/N)Up&Dn 的估算结果较为准确，而载波干扰比(C/I)Up&Dn的估算结果较为粗糙。
实践中发现，当C频段的接收天线口径不小于3米时，(C/N)Up&Dn 与(C/N)Total的差值通常为0.5到1dB；当Ku频段的接收天线口径不小于1.2米时，(C/N)Up&Dn 与(C/N)Total的差值通常为1到2dB。