精密电压基准

精密电压基准数据转换系统的设计之所以是一个难题，原因之一是系统精度很大程度上依赖于内部或外部DC电压基准所建立的电压的精度。

电压基准用来产生一个精确的输出电压，以此为数据转换系统设计满量输入。

在模/数转换器（ADC）中，DC电压基准与模拟输入信号一起用于产生数字化的输出信号。

在数/模转换器（DAC）中，DAC根据呈现在DAC输入端上的数字输入信号，从DC基准电压选择和产生模拟输出。

在工作温度范围内的基准电压的任何误差将影响ADC/DAC的线性度和无寄生动态范围（SFDR）。

实际上所有电压基准随时间或环境因数（如湿度，气压，温度）变化。

因此，大多数CMOS ADC/DAC 都具有只适用于≤12位分辨率应用的内部基准，尽管转换器可以有较高的分辨率。

新型CMOS转换器工作电压为3.3V或5V，这就限制片上电压基准只能用带隙基准。

靠片上提供的外部基准引脚，外部精密基准也可连接到CMOS ADC或DAC。

精密外部电压基准与片上带隙电压基准相比，具有较低的温度系数、热迟滞和长期漂移。

所以在需要高精度（14位或16位ADC/DAC）的应用中，往往需要一个外部精密电压基准。

已经有了某工作温度范围内各种精度和初始精度的精密电压基准。

但在制造商数据表中往往不能明显知道器件的其他关键参量（如输入电压调整率，负载调整率，初始电压误差，输出电压温度系数（TC），输出电压噪声，导通建立时间，热迟滞，静态电源电流和长期稳定性）如何影响器件的初始精度。

设计出发点新式电压基准是用集成晶体管的带隙，掩埋齐纳二极管和结场效应晶体管设计的。

每种技术具有固有的性能特性，并可用补偿网络或附加的有源电压来提高其性能特性。

带隙，掩埋齐纳二极管和XFET基准的基本电路结构分别示于图1，图2和图3。

带隙基准带隙基准最简单的结构是用两个晶体管，用不同的发射极面积产生正比于绝对温度的电压。

VBE1和VBE2具有相反的温度系数。

电压Vcc变换为电流I1和I2，I1和I2被镜象反映到输出支路，输出方程为：Vo=VBE1+λ(VBE1-VBE2) (1)式中λ是比例因子，VBE1是第一个晶体管的基极——发射极电压，VBE2是第二个晶体管的基极——发射极电压。

带隙基准广泛用在ADC/DAC转换器中以及外部基准源，因为它相当便宜。

通常，带隙基准用在需要最高10位精度的系统设计中。

带隙基准一般具有0.5～1.0%初始误差和25～50ppm/℃ TC。

输出电压噪声一般为15～30μVp-p(0.1～10Hz)，长期稳定性为20～30ppm/1000小时。

齐纳基准图2所示的齐纳电压基准及其反馈放大器用于提供非常稳定的输出。

用电流源偏置6.3V的齐纳二极管。

齐纳电压由电阻网络R1和R2分压。

此电压加到运放的非倒相输入端，并被放大到所需要的输出电压。

放大器增益由电阻网络R3和R4确定，即增益G=1+R4/R3。

用了6.3V 齐纳二极管，因为它对时间和温度是最稳定的齐纳二极管。

输出方程式为：掩埋齐纳二极管基准比带隙基准昂贵，但能提供更高的性能。

典型的初始误差为0.01～0.04%，TC为1～10ppm℃，噪声低于10μVp-p(0.1～10Hz)。

长期稳定性典型值为6～15ppm/1000小时。

基于掩埋齐纳的基准经常用在12位、14位和较高分辨率的系统中，因为基于掩埋齐纳基准的性能可通过设计中包含非线性温度补偿网络而得到提高。

在几个温度点上微调补偿网络可使其电性能在工作范围达到最佳。

xFET基准xFET是一种新的基准技术，它由两个结型场效应管组成，其中一个多加一次沟道注入来提高夹断电压。

两个JFET工作在胡同的漏极电流下。

把夹断电压之差进行放大，用来形成电压基准。

方程式是：式中ΔVp是两个FET夹断电压之差，IPTAT是正温度系数校正电流。

简化的xFET基准电路图示于图3。

xFET基准是相当新的，它的性能水平处在带隙和齐纳基准之间。

典型的初始误差为0.06%，TC为10ppm/℃，噪声为15μVp-p(0.1～10Hz)。

长期稳定性为0.2ppm/1000小时。

14位转换器的基准选择对电压基准规定的参量包括输入电压调整率、负载调整率、初始电压误差，输出电压温度系数（TC）、输出电压噪声、导通建立时间、热迟滞、静态电源电流和长期稳定度。

数据采集系统设计最主要的参量是电压基准器件的初始误差、输出电压温度系数（TC）、热迟滞、噪声和长期稳定性。

表1列出在本应用中进行比较的三种基准的主要误差源。

数据表示了在工业温度范围（-40℃～+85℃）内8引脚DIP封装的每种相应型号最高级别。

最坏性能基准是带隙型，未包括在表1中。

掩埋齐纳二极管的总性能优于带隙器件和xFET基准。

带3阶温度补偿网络的掩埋齐纳基准（VRE3050）对于初始误差、TC和热迟滞来讲是最好的。

表1 电压基准的主要误差源参量VRE3050温度范围40℃～+85℃MAX6250温度范围-40℃～+85℃ADR293温度范围-40℃～+85℃输出电压5.000V5.000V5.000V初始误差0.01%0.04%0.06%温度系数0.6ppm/℃3.0ppm/℃8.0ppm/℃噪声（0.1-10Hz） 3.0μVp-p3.0μVp-p15.0μVp-p热迟滞25℃→50℃→25℃2ppm20ppm15ppm长期稳定度 6.0ppm/1000小时20.0ppm/1000小时0.2ppm/1000小时电源8.0V-36V8.0V-36V6.0-15V 导通建立时间10μs10μs＜10μs输入电压调整率（8V≤Vvi≤10V25ppm/V35.00ppm/V100.00ppm/V负载调整率（输出0mA≤Io≤15mA）5ppm/mA7ppm/ma100ppm/mAPSRR（10Hz-900Hz）95dB90dB40dB 注：表中VRE3050，MAX6205和ADR293分别为Thaler Corg，Maxim和Analog Devices公司的产品。

参量说明初始误差——在器件加电和升温之后基准的输出电压容限。

它通常不加负载测量。

在很多应用中，初始误差是最重要的指标。

仪器制造商往往规定严格的初始误差，所以在组装之后不必进行室温系统校正。

温度系数（TC）——温度变化所引起的输出电压变化，通常用ppm/℃表示。

它是仅次于初始精度的第二个最重要性能指标。

对于很多仪器制造商，当电压基准的温度系数小于2ppm/℃时不必进行系统温度校正（一种耗时又费钱的过程）。

在三种关于TC规范的方法（斜率、蝶形和盒式）中，盒式方法是最通用的。

盒式方法由工作温度范围内额定输出电压的最小/最大值构成。

其方程式为：此方法更精确地保持与测试方法的一致性，并提供比其他方法更接近于实际误差的估算。

盒式方法保证了温度误差的范围但没有规定被测器件的形状和斜率。

假定在工业温度范围内TC为0.6ppm/℃的一个5V基准，则由盒式计算方法得出的曲线示于图4。

在工业温度范围（-40℃～+85℃）内设计一个14位精度数据采集系统将需要TC为1.0ppm/℃的电压基准（假若允许基准引起的误差相当于1LSB）。

如果基准引起1/2 LSB等效误差，将需要电压基准的温度系数为0.5ppm/℃。

图5示出所需基准的TC与ΔT变化的关系曲线（在25℃处，分辨率范围8位～20位）。

热迟滞——由温度变化而引起的输出电压变化。

当基准经受温度变化并返回到初始温度时，基准不总是具有相同的初始输出电压。

热迟滞难以校正，它是经受温度变化在25℃及以上的系统中的一个重要误差源。

电压基准制造商正开始把此重要指标包含在数据表中。

噪声（I/f和宽带）——在电压基准输出端的电噪声。

它可包括宽带热噪声和窄带I/f噪声。

宽带噪声可有效地用简单的RC网络滤除。

I/f 噪声是基准中固有的而不可能滤掉。

此噪声规定在0.1～10Hz范围内。

低I/f噪声的基准在精密设计中是重要的。

长期漂移——数日工作期间所发生的输出电压的慢变化。

长期漂移通常用ppm/1000小时表示。

在齐纳基准中，长期漂移典型值为6ppm/1000小时，并随时间呈指数减小。

额外的基准温度老化可加速齐纳基准的稳定性。

XFET基准具有极好的长期稳定性-0.2ppm/1000小时。

导通建立时间——在加电之后规定的一段时间间隔内的电压变化。

大多数基准在10μs之内稳定到0.1%。

导通建立时间对于便携电池式系统是重要的，便携电流式系统通过短时对电路供电以节省能源。

输入电压调整率——输入电压变化所产生的误差。

此dC指标不包括纹波电压或输入电压瞬态的影响。

负载调整率——由负载电流变化所产生的误差。

像输入电压调整一样，此dC指标不包括负载瞬态的影响。

PCB布局——不好的印刷电路板布局可严重的影响基准的性能。

不好的布局可影响器件的输出电压、噪声和热性能。

PCB中的固有应力也可传递到基准并改变输出电压。

结语本文说明了对于高分辨率数据采集系统在选择外部基准之前对一些关键参量必须进行评估。

XTET基准适合于保持恒温和要求基准长期稳定性好的系统。

在工业工作温度范围内，设计14位转换系统时应选用VFRE3050基准较佳，因为VRE3050具有较好的初始误差、TC和热迟滞性能。