一种新型高电压ZVZCS三电平DC_DC变换器的研究_宫力
一种基于软开关三电平DCDC开关电源的研制.pdf
目前，开关电源正朝着高频、高效、环保等方向发展。
与传统拓扑结构相比，三电平变换器由于具有开关管电压应力为输入直流电压的一半，适合输入电压较高的场合，输出电压谐波小等优点，从而备受关注。
此外，伴随着高频化发展，出现了软开关技术，并结合三电平产生了不同拓扑的DC/DC变换器。
传统ZVS半桥三电平DC/DC变换器轻载时滞后管难以实现ZVS，且开通损耗严重。
ZVZCS变换器消除了ZVS三电平变换器零状态时变压器初级环流，减小了初级通态损耗，同时改善了占空比丢失问题，近年来得到了广泛研究。
这里提出一种新型ZVZCS半桥三电平DC/DC变换器，其次级采用了一个简单的无源筘位网络，通过这个无源箝位网络实现了超前桥臂在一定负载范围内的ZVS和滞后桥臂的ZCS。
2 主电路工作原理图1为新型半桥三电平DC/DC变换器拓扑。
由图1可见，次级采用的无源箝位网络主要由箝位电容CA和二极管VDA1，VDA2，VDA3构成。
变压器次级中心抽头通过VDA1连接到CA，将次级电压箝位在一个较低的水平。
Cs1，Cs2为等值的输入分压电容，VDc1，VDc2为箝位二极管，Css为飞跨电容，Llk为变压器漏感，n为变比，VDR1～VDR4为整流二极管，Lf，Cf分别为滤波电感、电容，Uin，Uo 为输入、输出直流电压。
采用移相PWM控制策略，工作波形如图2所示。
为简化分析，作如下假设：电路各器件均为理想元件；Lf足够大，其电流不变；将Cf看作恒压源。
变换器在半个稳态开关周期内有9个工作模态，分析如下：新周期开始前超前管VS1导通，负载电流通过整流二极管续流，a，b间电压、次级电压、初级电流分别为uab，urec，ip，此时uab=urec= 0，ip=0.模态1（t1～t2） t1时刻，滞后管VS2导通，新周期开始。
由于ip=0，VS2此时ZCS开通。
uab=Uin/2，ip线性增加。
由于ip仍小于负载电流Io折算到初级的值Io/n，VDR1～VDR4全部导通，urec为零，说明该模态中次级存在占空比丢失现象。
ZVZCS PWM DC／DC全桥变换器的简述和发展
ZVZCS PWM DC／DC全桥变换器的简述和发展
杜少武;丁莉
【期刊名称】《电源技术应用》
【年(卷),期】2007(31)4
【摘要】随着DC／DC变换器对功率密度提出了更高的要求，IGBT代替MOSFET成为主要的功率开关器件，ZVSDC／DC全桥变换器的缺点日益显现出来。
ZVZCSDC／DC全桥变换器减轻了ZVS变换器固有的环流问题，解决了IGBT电流拖尾问题，成为目前研究的热点问题。
重点简述了该类变换器的形成，原理以及发展，并介绍了几种常见的拓扑，分析了它们的优缺点。
【总页数】6页(P59-64)
【作者】杜少武;丁莉
【作者单位】合肥工业大学安徽合肥230009
【正文语种】中文
【中图分类】TM46
【相关文献】
1.一种移相全桥ZVZCS PWM DC_DC变换器的研究及改进 [J], 张劲武
2.基于PSpice的移相全桥ZVZCS PWM DC/DC变换器仿真研究 [J], 崔岩;赵健;陈谋;赖星
3.并行电流模式控制的ZVZCS PWM DC/DC全桥变换器 [J], 张永春; 刘星桥
4.移相全桥ZVZCS PWM DC/DC变换器拓扑的改进 [J], 冯福生
5.移相PWM DC/DC全桥变换器的简述和发展 [J], 冯福生;赵振民
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新型 ZVS 软开关直流变换器的研究
第 10 卷第 6 期 2007 年 6 月
POWER SUPPLY TECHNOLOGIES AND APPLICATIONS
Vol.10 No.6 June 2007
关器件用于高压上。这种新型拓扑结构的出现，为 高压大容量功率变换器应用开辟了一条新的道路 [3][4]。与半桥电路的硬开关相比，三电平变换器巧妙 结合移相电路的特点，利用变压器漏感（或外加谐 振电感） 和开关管的寄生结电容谐振实现开关管 的 ZVS。
（6）模式 5〔t5-t6〕国当变压器副边电压 V s 下降 到电容 Cr 两端的电压 V cr 时，二极管 Ds1 导通。变 压器副边电压被嵌位在 V cr。此电压反射到变压器 原边电压 V p 被嵌位在（Np/Ns）V cr，电容 Cr 加入到 原边的震荡回路和变压器原边电感 Lk 组成的谐 振回路。在电容 Cr 的电压 V cr 作用下，变压器原边 电流 ip 继续快速下降到零，即
零。 为了分析方便，假设电路中的电感和电容足
够大，开关器件的导通压降为零。图 7 给出了电路 在半个周期工作的主要波形和开关模态。
图 7 工作原理主要波形
（1）模式 0〔t0-t1〕国在 t0 以前，外管 S1 已经预
先导通。在 t0 时刻，开关管 S2 受控导通，V in/2 电压
已过 Cin，开关管 S1、S2、电感 Lk 和变压器 Tr 原边组
在本文中主要介绍一种耦合电感的零电压零 电流开关三电平直流变换电路。这种电路改变了 广为采用的以缓冲电容储能来实现零电流的设计 思路，而是由耦合电感传递用来实现零电流的能 量，并通过限流电感把用于电流回零的能量存储 于电容，这样就不会因为引入缓冲电容而造成副 边上很高的电压过冲[3][7]。这种电路的拓扑结构如 图 6 所示。
带有箝位二极管的ZVS全桥三电平DC／DC变换器的研究
通 镌 电 潦 ．
２０ ０ ６年 ７月 ２ 日第 ２ ５ ３卷第 ４ 期
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Ｊ １２ ， ０ ６ ｏ．２ ｏ ｕ． ５ ２ ０ ，Ｖ １ ３ Ｎ ．４
Ｔｅ ｃ ｍ ｏ ｒ ｃ ｎ ｌｇｅ ｌ ｏ Ｐ ｗｅ ｈ ｏ ｉ ｅ Ｔｅ ｏ ｓ
ｐ ｉｃ ｌ ｉ ｇｖｒ Ｍｏ ｅｖｒｔｅｒｓＩ ｏ ｉ ｌｔ ｎｖ ｄ ｙｔｅｔｅｒ ｃｕａｅ ｒ ｉ ｅｓ ｉ Ｌ ｎ ｐ ｅ ｒｏ ｅ ｈ ｅｕｔ ｆ ｍｕａｉ ｅ ｆ ｈｏ ｙｉ ａｃ ｒｔ． ｓ ｏ ｈ ｓ
Ｋｅ ｒ ｓ ｌｍｐ ｎ ｉ ｄ ； ＶＺ ； ｈ ｅ －ｅ ｅ ｏ ｖ ｒ ｅ ｙ ｗｏ ｄ ：ｃａ ｉ ｇ ｄｏ ｅ Ｚ ＣＳ ｔ ｒ ｅ ｌｖ ｌｃ ｎ ｅ ｔ ｒ
全桥 三 电平 （ ｕｌ ｒ ｇ ｒｅ Ｌ ｖ ｌ Ｂ ＴＬ） 换 Ｆ ｌｂ ｉ ｅＴｈ ｅ ｅ ｅ，Ｆ — ｄ 变 器 。Ｆ Ｂ ＴＬ变换 器 结合 了 Ｆ Ｂ变 换 器 和 ＴＬ变换 器各
该 三 电平 Ｄ Ｄ Ｃ／ Ｃ变 换器 的主 电路 。在 该方 式 下 ， 、 Ｑ２ Ｑ７ 的导通 和关 断 时 间相 同 ， 、 、 的导通 和关 、 Ｑ６ 断 时 间也 相 同 ， 且其 关 断 时 间 分别 比 Ｑ 、 滞 后 ， 并 Ｑ４ 由此 称先 关 断 的 Ｑ。 Ｑ 为 超前 管 ， 关 断 的 ６只开 关 、４ 后 管 为滞后 管 。在一 个 开关周 期 内 ， 变换 器有 １ 种 开 该 ６ 关模 态 ， 各开 关模 态 的波形 如 图 ２所 示 ， 同开关 模态 不 下 的等效 电路分别 如 图 ３所示 。
的 Ｚ 。 ＶＳ
’ ＇ Ｑ
Ｉ
ｌ
图 １ 主 电路 拓 扑 结 构
为方便 分 析 ， 如 下 假设 ： １ 开 关 器 件 通 态压 降 作 （）
一种新颖的ZVZCS双管正激变换器
一种新颖的ZVZCS双管正激变换器零电流零电压开关双管正激有源钳位1背景介绍在中小功率应用场合，正激功率变换器因其具有结构简单等特性而具有较大的优势。
为了减少主开关管上面的电压应力，提出了双管正激变换器。
但是，传统的双管正激变换器的占空比不能超过50%，从而阻碍了该变换器更进一步的应用。
文献[1-10]提出了主动钳位、谐振复位等方法来解决占空比限制的问题，然而上述文献中并没有实现双管正激变换器的全软开关。
随着电力电子技术的不断提高，IGBT在大功率高电压功率变换器中的应用越来越多，因此，零电流开关也越来越重要。
本文提出的变换器既解决了传统双管正激变换器占空比50%的局限问题，又使得主开关管以及变压器副边二极管实现了电压、电流软开关。
图1 ZVZCS双管正激变换器图2 变换器工作波形2工作原理图1是本文提出的开关双管正激变换器原理图。
该电路中双管正激部分用来给负载传递能量，变压器原边的有源钳位电路用来实现主开关管S1和S2的零电压开关以及变压器的复位，副边的谐振电路用来实现主开关管和副边二极管的零电流开关。
图2给出了各个开关管的开关信号和电压、电流波形。
从图2中可以看出，该电路每个工作周期可以分成9个阶段，每个阶段的等效电路由图3给出。
为了简化说明，该电路各个阶段的过渡过程所用时间均适当的放大。
9个工作阶段的工作描述如下：图3 各阶段等效电路图图4 输出滤波电感上两端电压(1)零电流关断阶段（t1~t5）：在t1时刻S4开通，由此引发了Lr和Cr的谐振开始，电流ir流过Lr、Cr、S4，并从零开始增加。
在电流iLr到达最高值之后开始下降，最终反向流过Da、Cr、Lr。
在该阶段中，主开关管S1和S2上面的电流与iLr保持同步，既先上升然后下降。
t3时刻，反向的谐振电流iLr供给负载能量，而谐振电容Cr上面的电压大于Vm/n的电压，因此整流二极管Dr反向阻断，变压器原边不给副边提供能量，输入电流基本为零。
ZVS三电平DCDC变换器的研究
华中科技大学硕士学位论文ZVS三电平DC/DC变换器的研究姓名：李小兵申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动指导教师：李晓帆20060428摘 要直流变换器是电力电子变换器的重要组成部分，软开关技术是电力电子装置向高频化、高功率密度化发展的关键技术，成为现代电力电子技术研究的热点之一。
由于对电源设备电磁兼容的要求的提高，一般在电源设备中都要加入功率因数校正环节，导致后继开关管电压应力的提高。
三电平直流变换器相应提出，主开关管的电压应力为输入直流电压的一半。
使得三电平直流变换器一提出就得到全世界电源专家和学者的重视，短短十几年内，相继提出许多种改进型三电平直流变换器，包括半桥式和全桥式。
根据主开关管实现软开关的不同，将三电平直流变换器分为零电压软开关和零电压零电流软开关。
本文首先给出了基本半桥式三电平DC/DC变换器，详细分析了其工作原理，讨论了主要参数的设计和由于次级整流二极管的反向恢复导致主开关管的电压尖峰。
接着给出一种带箝位二极管的改进型半桥式三电平DC/DC变换器。
文中给出了Saber软件的仿真结果，进一步证明改进方案的正确性和可行性。
针对前面讨论的两种半桥式三电平DC/DC变换器，设计了实验电路来验证理论分析的正确性，文中给出了实验结果。
接着研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，文中详细讨论了该变换器的工作原理，讨论了主要参数的设计过程，给出了仿真结果。
最后，设计了一台实验装置来验证理论分析的正确性，给出了实验结果，说明了主开关管可以在全负载范围内实现零电压软开关，变换器的效率在输入电压高端较高，并且次级整流二极管实现了零电流开关，二极管电压应力为输出电压的2倍。
本文通过理论分析、仿真研究和实验验证，证实了半桥式三电平DC/DC变换器的优越性能，改进型的半桥式三电平DC/DC变换器比较好地消除了主开关管上的电压尖峰。
ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器良好的性能，使得在有掉电维持时间限制的场合得到广泛应用。
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究
1
限，又可分为一象限、二象限、三象限和四象限。 (2)逆变：实现DC/AC 变换 逆变就是实现直流到交流的功率变换。如不间断电源UPS，系统平时利用充电式 电池储存电能，一旦交流电源中断，便可以把储存在电池中的直流电转换成交流电来 维持正常供电。 (3)变频：实现AC/AC(AC/DC/AC)变换 变频器电源主电路均采用交流-直流-交流方案， 工频电源通过整流器变成固定的 直流电压，然后由大功率晶体管或IGBT组成的PWM高频变换器，将直流电压逆变成电 压、频率可变的交流输出电源，输出波形近似于正弦波，用于驱动交流异步电动机实 现无级调速。 (4)斩波：实现DC/DC(AC/DC/DC)变换 DC/DC 变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压。 当今软开关技术使直流 变换器发生了质的飞跃。 日本NemicLambda 公司最新推出的一种采用软开关技术的高 频开关电源模块RM系列，其开关频率为200～300kHz，功率密度已达到27w/cm3。采用 同步整流器MOSFET，代替肖特基二极管使整个电路效率提高到90%以上。 (5)静止式固态断路器：实现无触点的开关、断路器的功能，控制电能的通断。
1.2 开关电源和 DC/DC 变换器的发展趋势
从技术上看，几十年来推动电力电子技术水平不断提高的主要标志是[3][4][5][6][7]： (1) 高频化 新型高频功率半导体器件如功率 MOSFET 和 IGBT 的开发，使实现开关电源高频 化有了可能。从而使中小型开关电源工作频率可达到 400kHz(AC/DC)和 1MHz(DC/DC) 的水平。超快恢复功率二极管、MOSFET 同步整流技术的开发也为高效、低电压输出 (3V 以下)开关电源的研制有了可能。现正探索研制耐高温的高性能碳化硅功率半导 体器件。 (2) 软开关 软开关技术使高效率、高频开关变换器的实现有了可能。传统 PWM 开关电源按 硬开关模式工作，开关损耗大。开关电源高频化可以缩小体积重量，但开关损耗却更 大。为此必须研究开关电压/ 电流波形不交叠的技术，即所谓零电压/ 零电流开关技 术，或称软开关技术。小功率软开关电源效率可提高到 80-85% 。70 年代谐振开关电
数字控制ZVZCS半桥三电平直流变换器研究的开题报告
数字控制ZVZCS半桥三电平直流变换器研究的开题报告一、研究背景及意义直流变换器由于具有调节性能好、效率高、质量轻、体积小、使用寿命长等优良特性，因此被广泛应用于各种领域，如工业控制、电力电子设备等。
发展至今，直流变换器研究已取得了许多成果，但在工作过程中，它也存在着一些问题，如输出电压波动、开关损耗大等，这些问题影响了直流变换器的性能和效率。
因此，为了提高直流变换器的性能和效率，需要对其进行改进和优化。
由于ZVZCS半桥三电平直流变换器具有工作稳定、效率高、输出电压波动小等优势，因此在电力电子领域中受到广泛关注。
与传统的直流变换器相比，ZVZCS半桥三电平直流变换器能够在较大电压范围内稳定工作，并且具有智能化、数字化、化简化等特点，因此在目前的研究中备受重视。
本文将探讨数字控制ZVZCS半桥三电平直流变换器的研究，通过分析其特点、建立数学模型，研究其控制策略，进而实现直流变换器性能的优化和提高，为电力电子领域的发展做出贡献。
二、研究内容及方法1.研究内容（1）ZVZCS半桥三电平直流变换器的结构及特点的分析（2）建立数学模型，包括直流母线、半桥三电平逆变器等（3）研究ZVZCS半桥三电平直流变换器的控制策略，包括电流控制、电压控制等（4）进行仿真实验，评估其性能和效率的提高情况2.研究方法（1）文献综合：综合国内外相关文献，对直流变换器的研究历史、现状和发展趋势进行深入了解，为本文的研究奠定基础。
（2）数学模型的建立：根据直流变换器的结构和特点，利用矩阵转换思想建立直流变换器的数学模型，以此为基础进行研究。
（3）控制策略的分析：基于数学模型，分析ZVZCS半桥三电平直流变换器的控制策略，包括电流控制、电压控制等，并对其优劣进行评估。
（4）仿真实验：利用MATLAB软件进行仿真实验，评估直流变换器的性能和效率，反复优化设计，以达到最佳效果。
三、预期成果及创新点1.预期成果（1）对ZVZCS半桥三电平直流变换器的结构及特点进行深入分析，建立其数学模型，研究其控制策略（2）通过仿真实验，评估其性能和效率的提高情况，最终实现直流变换器性能的优化和提高。
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收稿日期:2005-07-18作者简介:宫 力(1977-),男,河北曲阳人,华中科技大学硕士研究生,研究方向:DC /D C 变换器。
文章编号:1009-3664(2005)06-0010-04变换与控制一种新型高电压ZVZCS 三电平DC /DC 变换器的研究宫 力,李晓帆,熊招春,陈 鹏(华中科技大学电气与电子工程学院,湖北武汉430074)摘要:介绍一种适用于高电压场合的新型ZVZCS 三电平DC /D C 变换器,详细分析了电路的工作原理。
设计实例和仿真结果验证了理论分析的正确性。
关键词:三电平;零电压零电流开关;DC /D C 变换器中图分类号:TN 712文献标识码:AA N ove lH igh -V oltage ZVZCS Three -Level DC /D C ConverterGONG Li ,LI X iao -fan ,X I O NG Zhao -chun ,C H E N Peng(H uazhong University o f Science ＆Techno l o gy ,W uhan 430074,Ch i n a )Abst ract :In this paper ,a nove l high -vo ltage ZVZCS three -levelDC /D C convert e r is intr oduced and its princi p le is g iven.M o reove r t h e result of si m ulation verifi e d t h e validit y of the t h eory ana l y se .K ey w ords :t h r ee -leve l ;ZVZCS ;DC /D C conve rter0 引 言三电平DC /D C 变换器可以使开关管的电压应力为输入直流电压的50%,所以常用于高电压场合[1]。
但一般的三电平DC /D C 变换器当占空比较小时,二次侧整流电压峰值较高,增大了二次寄生振荡和整流电路的损耗,同时整流二极管电压应力提高[2]。
本文介绍的拓扑结构可以明显降低二次侧整流电压峰值,尤其适合输出电压高的场合。
1 主电路拓扑及工作原理分析图1为该三电平DC /D C 变换器的主电路。
二次侧辅助电路采用四个辅助二极管、一个续流二极管和一个电容构成。
图2是主要工作波形。
图3为各模态实际电路。
为分析方便,作如下假设:(1)滤波电感L f 足够大,负载电流I o 恒定;(2)滤波电容C f 足够大,负载电压U o 恒定;(3)飞跃电容足够大,稳态时U Css =U in /2。
图1 三电平ZVZCS DC /DC 变换器 该电路各模态的工作过程为:模态1(t 0～t 1):VT 1导通,t 0时刻VT 2开通。
变压器原边电流i p 从零逐渐增长,t 1时刻i p =I o /m (m 为变压器变比)。
当i p <I o /m 时,整流二极管D 7,D 10与D 8,D 9同时导通,经历一个换流过程,整流电压为零。
由于D 9导通,D C 1反压截止。
该模态中U ab >0,而整流电压U r =0,造成占空比丢失。
模态2(t 1～t 2):t 1时刻换流过程结束,D 9截止,D C 1导通,C C 与L lk 谐振,C C 电压逐渐上升,整流电压也逐渐上升,原方开始向副方传递能量。
副方电流为i s =I o +i cc 。
102005年12月25日第22卷 第6期通信电源技术Te l e co m Po w er Techno log ies D ec .25,2005V o.l 22 N o .611 第6期 变换与控制 宫 力等: 一种新型高电压ZV ZCS三电平DC/D C变换器的研究 (h )t 7～t8(i )t 8～t 9图3 各模态实际电路 模态3(t 2～t 3):t 2时刻,U cc =U o ,D C 4导通,U cc 被箝位至U o ,U r 也被箝位在k U o ,k =(n 2+n 3+n 4)/(n 3+n 4),Cc 退出谐振电路。
由于U o 不变,故变压器原方电压也不变,U llk =U ab -m k U o <0(mk U o >U in /2),i p 线性下降。
模态4(t 3～t 4):t 3时刻,原边电流下降至I o /m ,谐振电流为零,D C 1,D C 4自然关断,i p 维持不变,漏感L lk 上电压为零,变压器原边电压等于U in /2,整流电压为U in /(2m ),由于U in /(2m )>U o ,D C 3承受反压截止。
模态5(t 4～t 5):t 4时刻VT 1关断,C 1充电VT 1软关断。
同时C 4放电i c 1+i c 4=i p 。
原边电流i p 为恒值。
模态6(t 5～t 6):t 5时刻U r 下降至U o ,D C 3反压为零而导通,D 7与D C 3进行换流,i d 7+i d c 3=I o ,电容C c 上能量开始向负载转移,i d c 3增大,i d 7减小,原边电流i p 减小。
模态7(t 6～t 7):t 6时刻U c 4=U ab 下降为零,为VT 4零电压开通创造了条件,D 5反压为零而导通。
U ab 短路,漏感L lk 上的剩余能量迅速向负载侧转移。
模态8(t 7～t 8):t 7时刻L lk 上的剩余能量全部转移,原边电流为零,为VT 2实现ZCS 提供了条件。
变压器原边和副边之间没有能量传递,负载能量完全由C c 提供,C C 电压迅速下降。
续流二极管D x 反压截止。
模态9(t 8～t 9):t 8时刻,Cc 上的能量全部转移至负载,电压为零,续流二极管D x 导通,L F 的储能提供负载能量。
Dx 的使用,确保了i p 一直为零,使VT 2能够实现ZCS ,同时减小了整流二极管的负担。
下半周期的工作情况类似,不同的只是在模态2和模态3中导通的二极管由D c 1换为D c 2。
2 二次侧整流电压峰值的讨论一般三电平变换器,U r 峰值为:U rpeak (1)=(2-D )U in2m(1)当占空比D 较小时,峰值电压较高。
本文介绍的电路,U rpeak 出现在模态3,当辅助二极管D C 3导通时,U r peak 被箝位在k U o 。
文献[2]中k =2,所以U r p eak 为:U r peak (2)=2DU in2m(2)本文中变压器副边采用三个绕组,通过选择匝数,可以在不改变变比m 的条件下,尽量减少k 值,从而可以进一步降低U r p eak 。
例如选择n 2=10、n 3=30、n 4=10,k =1.25。
所以U r p eak 为:U r peak (3)=1.25D U in2m(3)令式(1)等于式(2),则D =0.67。
当0<D <0.67时,U rpeak (1)>U r peak (2);当0.67<D <1时U r peak (1)<U rpeak (2)。
令式(1)等于式(3),则D =0.89。
当0<D <0.89时,U rpeak (1)>U r peak (3);当0.89<D <1时U r peak (1)<U rpeak (3)。
比较式(2)和式(3)可见,U r peak (3)总是小于U r p eak (2)。
可见本文所介绍的电路能够在更宽的D 变化范围内取得较低的U r peak ,较文献[2]有更好的效果。
3 设计实例和仿真结果根据以上分析,本文利用SABER 对电路进行了仿真,主电路参数如下:输入直流电压500V ;输出电压100V ;开关频率40k H z ;C 1=C 4=10nF ;变压器漏感L lk =6μH ;初级和次级绕组匝数比100∶10∶30∶10;C c =300nF ;电感L f =40μH ,电容C f =50μF 。
仿真结果如图4。
为了便于比较分析,本文对文献[1](将整流电路改为全桥整流)和文献[2]的电路也进行了仿真。
整流电压峰值和输出电压关系如图5。
12 通信电源技术第22卷 图4 仿真结果4 结 论设计实例和仿真结果表明,本文介绍的三电平ZVZCS DC/D C变换器能够明显降低二次侧整流电压峰值,减小二次寄生振荡和整流电路损耗,允许选图5 二次侧整流电压峰值和输出电压关系择耐压量较小的整流二极管,降低成本,适合高电压应用。
参考文献:[1] 高奇峰,李晓帆.一种ZVZCS三电平DC/DC变换器的研究[J].电力电子技术,2004,38(4):26-28.[2] SONG T T,HUANG N.A N ove l ZVZCS Full-BridgePWM Conve rt e r[J].IEEE T rans.P o w er E lectronics,2005,20(2):286-290.(上接第9页)率由满载时的54kH z变化到轻载20W时的135kH z。
从图2中U DS和i c2的波形可以看出,主开关S的软开关和输出整流器D1的软整流已经达成,且导通损耗大幅降低。
当S关断时,存储在变压器漏电感中的能量被C r2无损的吸收,因而仅对U on引起较小的超调量,变压器的能量传递效率相对较高。
3 结 论通过使用该方案,可使反激变换器在不提高电压电流应力的情况下也能实现软开关,其功率密度和效率都得以提高,同时其控制简单、低成本的特点也得以保留。
试验结果验证了该方案的可行性。
参考文献:[1] Lio J B,L in M A,Chen D Y,F eng W S.S ing l e-s w itchso ft-s w itch i ng flyback conve rter[C].ELECTRON ICS LE-TTERS1stA ugust,1996,(32):16.[2] N acata N,H iro m ijra O′.S w itch i ng powe r s upply[Z].USpa ten t4958268,1990.[3] 黄 俊,王兆安.电力电子变流技术[M].北京:机械工业出版社,1993.[4] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京:电子工业出版社,1998.13 第6期 变换与控制 宫 力等: 一种新型高电压ZV ZCS三电平DC/D C变换器的研究 。