永磁同步电机无位置传感器矢量控制

03
e , e
自适应二阶滑模观测器设计
反电动 势估计
ˆ , e ˆ e
转子速 度估计
ˆr
⑤ 采用李亚普诺夫方程进行稳定 性分析：
选取李亚普诺夫函数如下:
④ 采用模型参考自适应法估计反电动势： 参考模型
des 0 = dt r
e s
-r e e =Ae es 0
电动汽车永磁同步电机无位置传感器 矢量控制研究
• PART 01 • 背景与意义
目录
CONTENTS
• PART 02 • 永磁同步电机矢量控制系统控 制器设计 • PART 03 • 基于自适应二阶滑模观测器的 中高速段无传感器矢量控制
• PART 04 • 基于脉振高频方波信号注入法 的低速段无传感器矢量控制 • PART 05 • 结论及展望
'
Ki ˆr ˆ e e e ˆ （ + ）(e ˆp dK e ) 1 s s ˆ e ˆ e + i 可调模型 =A
dt'
ˆr d ˆ e e e ˆ e 修正 dt
03
仿真对比研究
转速
a) 电机恒转矩运行，转速突变。
估计到的转速中不含高频噪声
0 传统SMO仿真波形图
Rs 1 i , i e di dt L i L u Ls i , i ˆ , i ˆ s s i 定子电 流估计 + di e,i R s , u 1ˆ i u i Rsu Ls Ls 定子电 L dt 阻估计 s
滑模观测器法
无位置传感器控制
特点 方法 特点
优点：算法简单、鲁棒性好； 旋转高频 适用于凸极率较大的 中高速段——基波数学模型法 缺点：存在滑模抖振。 低速（零速）段——高频信号注入法 注入法 PMSM（结构性凸极） 对电机参数 摄动不敏感、 在两相静止坐标轴下，SPMSM的电流 在两相静止坐标轴下，PMSM的电压方程： 抗扰动能力 估计的参数中存 脉振高频 适用于凸极率较小 优点：抗扰能力强； 状态方程： 强 di 模型参考自适 注入法 PMSM（饱和性凸极） 在高频噪声，必 缺点：对模型参数的准确度 L sin 2 r dt u L0 +L cos 2 r 应法 Rs 依赖较大。 1 1 di = i 须使用滤波器。 u e
ˆ d R Rs 1 1/2 s i i k1 sgn( ) k2 sgn( )dt Ls Ls Ls dt ˆ 1/ 2 R Rs 1 d s sgn( ) k2 sgn( )dt dt L i + L i L k1 s s s
美国 德国
很好纯电动
一般 永磁同步电机 很好
宝马差 i3
好 好 永磁同步电机 很好 混合动力汽车 高 纯电动 高 永磁同步电机 很高
01 研究意义
机械位置传感 器在实际应用 中存在的问题
转子磁铁
定子绕组
×
成本较高 降低可靠性 同心度问题 性能不稳定
位置传感器
无位置传感 器控制技术
01 研究现状
e = r f sin r 方法 e =r f cos r
电流误 差估计
ˆ , e ˆ e
i , ii, i
q
u , u
ˆ , i ˆ i 定子电
d
, uq
i , i
转子磁 链估计
ˆ ˆ di R 1 1 s ˆ ˆ i e ,e u e ˆ ˆ e , e L L dt Ls ˆr s s 反电动 转子速 + SuperTwisting ˆ 势估计 度估计 ˆ , di R 1 1 s ˆ ˆ dt L i L u L e s s ˆs ˆf T ˆ
1
其等效控制器为：
ˆ s C s F s = I C s G
I 解耦后的dq 轴电流波形 s+
C s =G 1 s L s =G 1 s
内模控制器可以设计为：
未解耦的dq 轴电流波形
02
仿真对比研究
波动幅度为+19N•m
r Ls
uq
+
abc r f

1 Rs sLs
iq
PMSM
PMSM矢量控制框图
02
电流环控制器设计
为了观察电机 d-q 轴电流的耦合 影响，进行了仿真分析。图所示 的工况为初始转速为零，在 0.2s 时刻转速阶跃给定为 0-300rad/s ， 在0.4s时刻给定 300-600 rad/s 的 转速阶跃，在 0.6s 时刻给定 600900 rad/s转速阶跃。 随着转速的升高，交直轴电流的
01
PART ONE
背景与意义
01 研究背景
01 研究背景
部分新能源汽车驱动电机类型列表 不同类型电机特点比较
电机类型 国家 比较项目
车型
直流电机
异步电机
类型 开关磁阻 电机类型 永磁同步
电机
丰田Pruis 本田思域 好
好 日产聆风 差 特斯拉models
混合动力汽车
永磁同步电机
电机
功率密度（kW/kg） 本田Insight 差
u
PWM
U dc ① 改进了转速环控制器和 电流环控制器，提高了 SV 三相逆 系统抗扰动能力。
变器
02
PART TWO
永磁同步电机矢量控制系统控制器设计
02
PMSM基于PI调节器的矢量控制系统

* r

转速环 控制器
PI
i
* qs
r
* ds

i 0

电流环 控制器
PI PI
d , q u
ud
+
没有摆脱对 电机模型和 参数的依赖， 当扰动过大 时，其无法 满足调速要 求。

iqs

d,q
u
+ SV
PWM
1 Rs sLs
U dc
id
三相逆 变器
ids
rel
机械位置 传感器

仅实现了静 耦合项态解耦，并 i ia r没有消除动 Ls i ib 态耦合关系。
s s
1 T 1 2 1 T 1 2 Vc = es es + r + is is + Rs 2 2 2 2
dVc ＜0 ，则系统稳定。 若 dt
ˆ L K dR 1 1 1 1 s i s ˆ =（K + ） R ( i i i i ) = i i i i s p s Ls Ls dt Ls Ls T ˆr 0 -r ˆ 0 - Ae = e 。 其中： ， ， Ae = ' 'e s e K ˆ K 其中， K p 、 为比例系数， 、 为积分系数， 为拉普拉斯运算符。 为拉普拉斯运算符。 K 0 ss r i i r p 0
dt Ls Ls Ls 优点：能够抑制测量噪声和 di R 1 1 扩展卡尔曼滤 s 系统噪声； i u e 波法 Ls 缺点：计算量大、复杂度高。 Ls Ls dt
u L sin 2 r
L sin 2 r L cos 2 r i f sin r i 信号，需要使用多个滤 Rs +2r r i 波器来实现信号分离。 cos i L cos 2 L sin 2 f r r r
r 转子位 电磁转 e 置估计 矩估计 其中：符号“ ”代表估计值，
① 建立定子电流状态估计方程： ,
流估计 位置跟踪观测器 +
ˆ , e ˆ e
负载转矩 项估计
+ + ˆ “”代表误差值 。
T1
ˆ R s
观测器结构框图
03
i , i
自适应二阶滑模观测器设计
选择 S(x) 0 滑模超平面。 , 电流误 i =i 其中： 差估计 i 收敛时 =i
动态过渡过程越来越长。
转速阶跃给定时dq 轴电流瞬态波形
02
-
电流环控制器设计
G s
Y s
U s + C s 电流环等效控制器为： * Y s
+
Y s
*
r Ls Rs F s + L 0 0 s s ˆ s s G ˆ s G F s =FPI s +Fdec s = + Rs L 0 + Ls r s 0 s s q轴上的电流波动对 d轴电流无影响，实现了 结论：表明 dq轴电流的
L0 L cos 2 r di 注入的高频信号为正弦 dt
01 主要工作

* r

转速环 控制器
PI
* iqs
电流环 控制器
r
* ds


PI PI
d , q u
② 在中高速段，研究了 i 0 一种具有电机参数在 线估计的基于自适应 二阶滑模观测器的转 子位置检测方法。 创新点：有效抑制了滑 模抖振，避免了滤波器 的使用，提高了转子位 置估计精度。
ASMO仿真波形图
-ห้องสมุดไป่ตู้
-
C s
U s
G s
Y s
Y s 为 C s 为内模控制器， 其中： 控制系统的输入给定，Y s 为控 G s 为被控对象， 制系统的输出， 反对角线积分项对交叉耦合项起到 ˆ s 为内模模型。 G 了补偿作用。