升压电感的计算方法
DCDC电容电感计算
BOOST电路的电感、电容计算升压电路的电感、电容计算已知参数: 输入电压:12V --- Vi输出电压:18V ---Vo输出电流:1A --- Io输出纹波:36mV --- Vpp工作频率:100KHz --- f其他参数:电感:L 占空比:D初始电流:I1 峰值电流:I2 线圈电流:Irms输出电容:C 电流的变化:deltaI 整流管压降:Vd*****************************************************1:占空比稳定工作时,每个开关周期导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少,即Vi*D/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-D)/(f*L),整理后有D=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入,D=0.5722:电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量,其值为Vi*(1-D)/(f*2*Io),参数带入,Lx=38.5uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加变化较明显,当电感的电感量大于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加几乎不再变小,由于增加电感量可以减小磁滞损耗,另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=0.72A,I1=Io/(1-D)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-D)+(1/2)*deltaI,参数带入,I1=1.2A,I2=1.92A3:输出电容:此例中输出电容选择位陶瓷电容,故ESR可以忽略C=Io*D/(f*Vpp),参数带入,C=99.5uF,3个33uF/25V陶瓷电容并联4:磁环及线径:查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2),参数带入,irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径。
电感的计算方法和BOOST升压电路的电感、电容计算
电感计算方法加载其电感量按下式计算:线圈公式阻抗(ohm) = 2 * 3.14159 * F(工作频率) * 电感量(mH)，设定需用 360ohm 阻抗，因此：电感量(mH) = 阻抗 (ohm) ?(2*3.14159) ?F (工作频率) =360 ?(2*3.14159) ?7.06 = 8.116mH据此可以算出绕线圈数：圈数 = [电感量* { ( 18*圈直径(吋)) + ( 40 * 圈长(吋))}] ?圈直径 (吋) 圈数 = [8.116 * {(18*2.047) + (40*3.74)}] ?2.047 = 19 圈空心电感计算公式空心电感计算公式：L(mH)=(0.08D.D.N.N)/(3D+9W+10H)D------线圈直径N------线圈匝数d-----线径H----线圈高度W----线圈宽度单位分别为毫米和mH。
空心线圈电感量计算公式:l=(0.01*D*N*N)/(L/D+0.44)线圈电感量 l单位: 微亨线圈直径 D单位: cm线圈匝数 N单位: 匝线圈长度 L单位: cm频率电感电容计算公式:l=25330.3/[(f0*f0)*c]工作频率: f0 单位:MHZ 本题f0=125KHZ=0.125谐振电容: c 单位:PF 本题建义c=500...1000pf 可自行先决定,或由Q值决定谐振电感: l 单位: 微亨线圈电感的计算公式作者：线圈电感的计算公式转贴自：转载点击数：2991。
针对环行CORE，有以下公式可利用: (IRON)L=N2．AL L= 电感值（H)H-DC=0.4πNI / l N= 线圈匝数(圈)AL= 感应系数H-DC=直流磁化力 I= 通过电流(A)l= 磁路长度（cm)l及AL值大小，可参照Micrometal对照表。
例如: 以T50-52材，线圈5圈半，其L值为T50-52(表示OD为0.5英吋)，经查表其AL值约为33nHL=33．(5.5)2=998.25nH≒1μH当流过10A电流时，其L值变化可由l=3.74(查表)H-DC=0.4πNI / l = 0.4?.14?.5?0 / 3.74 = 18.47 （查表后）即可了解L值下降程度(μi%)2。
升压电感计算
升压电感计算第一步：计算最小占空比：Dmin=1-(Vsmax/VO)第二步：计导通时间比：D1=Dmin X 预设占空比第三步：计算D2:VO/VS=(D1+D2)/D2第四步：计算IoIo=Vo/R第五步：计算TSTS=1/F第六步：计算LCLC=(VS^2/2VoIo)(D1+D2)D1TS 第七步：计算D3:D3=1-D1-D2第八步：计算平均输入电流：IS=[(D1+D2)/D2] X Io第九步：计算峰值电流:IP=2(IS/D1+D2)BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f************************************************************************1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=(不对吧？)2：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io)，参数带入，Lx=,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=,I2=3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
电感的计算公式
电感的计算公式可以根据不同的电感元件类型和电路结构而有所不同。
对于一些简单的线圈结构，可以使用理论公式来计算电感值。
例如，对于一个理想的螺线管线圈，电感可以通过下述公式计算：L = (μ₀ * μᵣ * N² * A) / l，其中L是电感值（单位：亨利），μ₀是真空中的磁导率（约为
4π×10⁻⁷ H/m），μᵣ是线圈的相对磁导率，N是线圈的匝数，A是线圈的截面积，l是线圈的长度。
此外，还可以使用专门的电感测量仪器，如LCR表或电桥，通过测量线圈在电流变化时的响应来确定电感值。
另外，使用电磁仿真软件（如ANSYS、COMSOL等）可以对复杂的线圈结构进行模拟和分析，从而得到电感值的估计。
BOOST升压电路的电感、电容计算
BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi 输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.5722：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io) ，参数带入，Lx=38.5uH,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
LCL电感计算
L=Ud*Ts4*10%*Iinv开关频率：fs=4.8K开关周期：Ts=1/4.8K=2.0833e-004sP=100K，U_gird=380V升压变压器变比为：277/480网侧额定电流有效值：I_grid=100000/3/(380/1.732)=151.9A逆变侧额定电流有效值：I_inv=100000/3/(380/1.732)*400/277=219.4A取电感电流纹波10%计算电感量：母线电压UdUd=L史=L10%*I_inVdtTsUd最大取800V100KLCL计算线电压为380V,总功率为100kW,开关频率为9.6kHz,根据这些原始条件来设计。
这样可以得到Z b=號=1-444°11C二二二2200卩Fb①Z100K x1.444nb(1)选择2.7%的阻抗基值作为变换器侧电感的感抗,这样可以获得10%的电流波动。
LC部分的作用是将这10%的电流波动衰减为2%。
L吕*27%二册i*2'7%二124uH1=计算得到124uH的电感值，这里取128uH。
⑵最大的电容值为2200*5%=110卩F，选100卩F的电容，也可以先取一半=354uH50uF(3)通过选择电流的衰减比和谐振频率来选择两个电感之间的比例。
谐振频率与开关频率无关，但谐振频率要高于控制系统的带宽文献上一般采用是开关频率1/4~1/2左右。
定选在2.4k~4.8k 之间，可以取为4K 。
'L +L①=旷resLLCYgfLLC *①2=L +LgfresgL128e -6L ===g LC *①2-1128e -6100e -6*(2*pi *4000)2-1fres:L +L (1+r )w =g =resLLCrLCg f f500K 电感计算：开关频率：fs=2.4K开关周期：Ts=1/2.4K=4.1667e-004sP=500K ，UL=277V网侧额定电流有效值:I_grid=500000/3/(277/1.732)*1.414=1.4736e+003A 以电感电流纹波为峰值电流10%计算，母线电压取500V50%占空比工作时电感纹波最大：L =Ud*=5°°*4.l 7e-44*10%*I_inv4*10%*1.474e3等效阻抗：Z =oL =100*pi *354e -6=0.1112=884uH100K 电感计算：开关频率：fs=4.8K开关周期：Ts=1/4.8K=2.0833e-004sP=100K ，UL=277V网侧额定电流有效值:I_grid=100000/3/(277/1.732)*1.414=294.7A以电感电流纹波为峰值电流10%计算，母线电压取500V50%占空比工作时电感纹波最大：L =Ud*=500*2.0833e-44*10%*I_inv4*10%*294.7LCL 参数：L=423uHLg=127uHC=30uH100KLCL 电感计算开关频率：f =4.8Ksw开关周期：Ts=1/4.8K=2.0833e-004sW ImpP=100K ，UL=277V2772Z ==0.76730 b 100000E =277/1.732*1.414=226VmpI =100000/3/(277/1.732)*1.414=294.7AmpU范围为420V —800Vdc1、计算总的电感感量采用SVPWM 调制时，逆变器最大相电压为U/运，向电网发电是必de须满足：L ，其中E ，I 为电网侧相电压峰值，相电流峰W I mpmpmp值。
升压电路开关电源计算公式
2、取电容C=470uF计算得输出纹波电压为0.039V。
3、取L=15uH计算ΔI=2.7A。
四、由以上数据可知
1、设计中采用4个470uF电容并联，容值过大，
2、所采的电感值使得ΔI=2.7A，能够满足电流的要求。
Ip为电感的平均输出电流，Ip=Iout
imax和imin为电感的最大电流和最小电流，
ΔI为输出电流的变化量，由图中可以得出，imax-imin=ΔI Ip=（imax+imin）/2 0<ΔI<2 Ip
取ΔI=@Ip @为ΔI与Ip之间的系数Ip=Iin=(Vo×Io)/Vi则电感L的值为
四：由以上公式计算得SU1219R的各项参数为
升压电路开关电源计算公式
一、线路图
二、电容C的计算
当Mosfet-N导通的时候，电感的一端接地，负载所用电流由电容提供。
其中：Io=输出电流，Δu=输出纹波电压，tON= Mosfet-N每个周期的导通时间
输出电流和纹波电压自行设计，需求出其tON
由以上二个公式可以求出C值的大小
三、电感L的计算
电感的输出电流随时间变化的曲线
BOOST 电路 电感值计算
()L
D T V V V D in o L I )
1(2-⋅--=
∆
由于在稳态时这两个电流的变化量的绝对值相等,所以有伏秒相等：
V in *T on = (V o -V in )T off
)1()(D T V V V TD V D in o in ---=
化简得:电压增益: D
V V M in o -==
11 最大占空比：o
in
o V V V D -=
由以上可知,电压增益总是大于1.故称为升压变换器.
四.举例
电路输入90VDC,输出400VDC,输出功率400W,变换器频率100KHZ,选用TDK PQ3230的磁芯,试算出实际的电感.
选取铁氧体磁芯：TDK PQ32/30 (PC40) 技术参数：νin =90VDC,Vo=400Vdc
P OUT =400W,f k=100kHz ,Krp
取
0.3.(Krp=Ir/Ilp)
4.1 电感计算 (1) 最大占空比D
o
in
o V V V D -=
Io Vo I V L in ⋅=⋅ 能量守恒 其中I L 为电感平均电流。
又因为有：
D
V V in o -=11 所以有D
Io
I L -=
1 （1） 电感平均电流为电流三角形面积的平均值 ，
所以，L T D V T DT
L V T D DT T I T D DT I in in L ⋅⋅=
⋅-+=∆-+=21))1((21
))1((21 （2） 将（2）代入（1）得，
f
I D D V I T D D V L o in o in ⋅-⋅⋅=⋅-⋅⋅=2)
1(2)1(。
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基于L6562的高功率因数boost电路的设计
0 引言
Boost是一种升压电路，这种电路的优点是可以使输入电流连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数；该电路的电感电流即为输入电流，因而容易调节；同时开关管门极驱动信号地与输出共地，故驱动简单；此外，由于输入电流连续，开关管的电流峰值较小，因此，对输入电压变化适应性强。
储能电感在Boost电路起着关键的作用。
一般而言，其感量较大，匝数较多，阻抗较大，容易引起电感饱和，发热量增加，严重威胁产品的性能和寿命。
因此，对于储能电感的设计，是Boost电路的重点和难点之一。
本文基于ST公司的L6562设计了一种Boost电路，并详细分析了磁性元器件的设计方法。
1 Boost电路的基本原理
Boost电路拓扑如图1所示。
图中，当开关管T导通时，电流，IL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中，此时，电容Cout 放电为负载提供能量；而当开关管T关断时，由于线圈中的磁能将改变线圈L两端的电压VL卡及性，以保持其电流IL不突变。
这样，线圈L转化的电压VL与电源Vin串联，并以高于输出的电压向电容和负载供电，如图2所示是其电压和电流的关系图。
图中，Vcont
为功率开关MOSFET的控制信号，VI为MOFET两端的电压，ID为流过二极管D的电流。
以电流，IL作为区分，Boost电路的工作模式可分为连续模式、断续模式和临界模式三种。
分析图2，可得：
式(2)即为Boost电路工作于连续模式和临界模式下的基本公式。
式(2)即为Boost电路工作于连续模式和临界模式下的基本公式。
2 临界状态下的Boost-APFC电路设计
基于L6562的临界工作模式下的Boost-APFC电路的典型拓扑结构如图3所示，图4所示是其APFC工作原理波形图。
利用Boost电路实现高功率因数的原理是使输入电流跟随输入电压，并获得期望的输出电压。
因此，控制电路所需的参量包括即时输入电压、输入电流及输出电压。
乘法器连接输入电流控制部分和输出电压控制部分，输出正弦信号。
当输出电压偏离期望值，如输出电压跌落时，电压控制环节的输出电压增加，使乘法器的输出也相应增加，从而使输入电流有效值也相应增加，以提供足够的能量。
在此类控制模型中，输入电流的有效值由输出电压控制环节实现调制，而输入电流控制环节使输入电流保持正弦规律变化，从而跟踪输入电压。
本文在基于此类控制模型下，采用ST公司的L6562作为控制芯片，给出了Boost-APFC电路的设计方法。
L6562的引脚功能如下：
INV：该引脚为电压误差放大器的反相输入端和输出电压过压保护输入端；
COMP：该引脚同时为电压误差放大器的输出端和芯片内部乘法器的一个输人端。
反馈补偿网络接在该引脚与引脚INV之间；
MULT：该引脚为芯片内部乘法器的另一输入端；
CS：该脚为芯片内部PWM比较器的反相输入端，可通过电阻R6来检测MOS管电流；
ZCD：该脚为电感电流过零检测端，可通过一限流电阻接于Boost电感的副边绕组。
R7的选取应保证流入ZCD引脚的电流不超过3 mA；
GND：该引脚为芯片地，芯片所有信号都以该引脚为参考，该引脚直接与主电路地相连；GD：为MOS管的驱动信号输出引脚。
为避免MOS管驱动信号震荡，一般在GD引脚与MOS管的栅极之间连接一十几欧姆到几十欧姆的电阻，电阻的大小由实际电路决定；
VCC：芯片电源引脚。
该引脚同时连接于启动电路和电源电路。
另外，在电路设计时，稳压管D2应选用15 V稳压管，电容C2应选用10μF的电解电容；二极管D5应选用快恢复二极管(如1N4148)；电阻R3应选用几百千欧的电阻。
图5给出了由L6562构成的APFC电源的实际电路图。
图中，输入交流电经整流桥整流后变换为脉动直流，作为Boost电路的输入；电容C4用以滤除电感电流中的高频信号，降低输入电流的谐波含量；电阻R1和R2构成电阻分压网络，用以确定输入电压的波形与相位，电容C10用以虑除3号引脚的高频干扰信号；Boost电感L的一个副边绕组，一方面通过电阻R7将电感电流过零信号传递到芯片的5脚，另一方面作为芯片正常工作时的电源；芯片驱动信号通过电阻R8和R9连到MOS管的门极；电阻R11作为电感电流检测电阻，用以采样电感电流的上升沿(MOS管电流)，该电阻一端接于系统地，另一端同时接在MOS 管的源极，同时经电阻R10接至芯片的4脚；电阻R5和R6构成电阻分压网络，同时形成输出电压的负反馈回路；电容C9连接于芯片1、2脚之间，以组成电压环的补偿网络；电阻R4，电容C6，二极管D5，稳压管D6和Boost电感的副边则共同构成芯片电源。
3 Boost电感的设计
本设计采用AP法则来设计Boost电感。
其原理是首先根据设计要求计算所需电感：
式中，Virms为输入电压有效值；Vo为输出电压，fsw(min)为MOS管的最小工作频率，通常在20kHz以上；Pi为输入功率。
计算要求的AP值为：
式中，Ku为磁芯窗口利用率，Jc为电流密度，IL(pk)为电感电流峰值。
根据(4)式的计算结果可选择磁芯的AP值(大于AP_req，AP=AeAw，单位为m4)。
然后根据所选磁芯来计算原边匝数及所需气隙。
副边匝数一般按10：1选取。
4 实验波形分析
为了验证以上设计的合理性，本文设定最小输入电压为187 V，最大输入电压为264 V，输入频率为50 Hz，输出电压为400 V，PF=0．99，效率为87％，输出功率26．5 W，最小工作频率为65 kHz来进行实物实验，同时根据计算，并通过IL(pk)=465．3 mA来选取导线为mm，Jc=4／mm2，L=2．99 mH(L=2．7 mH时，验证最小频率为72 kHz>65 kHz，可满足设计要求)。
设Ku=0．3，δBmax=0．3T，由(4)式计算得：
AP_req(min)=6．64×10-10m4
这样，可选择磁芯EE16／6／5，其AP=7．5×10-10m4，可满足设计要求；而由(5)式计算得Np=218．1匝，取215匝，并验证δBmax=0．304T，气隙lgap=0．41 mm。
根据以上计算参数所搭建的试验模型来进行的结果如图6所示。
由图6可见，输入电流能良好的跟随输入电压，且电流电压相位差接近于零，故可实现高功率因数的控制。
另外，MOSFET的电流是一种高频三角波，其包络为输入电压。
由于MOSFET可实现软开关，能有效减小开关损耗。
根据测试结果，该电路的PF可达0．998以上，THD在5％以下。
5 结束语
本文基于L6562芯片设计了Boost高功率因数电路，并引用AP法则设计其关键元器件——Boost电感。
经试验验证，该电路启动电流小，外围元器件少，成本低廉，能同时满足
电源系统重量轻，稳定性好，可靠性高等要求。
实验证明，AP法则是一种快速准确的设计方法。