PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会
基于PMSM的伺服系统电流环的仿真
电流环的数学模型 ， 进行 了仿真 ， 到了相应 的仿 真波形 ， 得 验 证了整个 系统设计的正确性 ， 为其动态性 能和稳态性 能 以便
的分析提供依据 。
重合 ， 轴 超 前 Ａ 轴 ９。 ０；
对于两 相旋 转坐 标 系 ｄ一 图１ Ｍ Ｍ坐标系相对坐标关系 Ｐ ｓ ｑ ｄ轴跟单磁极 的 Ｎ极方 向相 同， ， 即和磁力线 的方向相 同， ｑ 轴超前 ｄ轴 ９ 。 ｏ 。从三相定子坐标系 Ａ— Ｂ—Ｃ变换 到两相静 止坐标系 一 称为 Ｃａｋ 卢， ｌ ｅ变换 。两 相静止 坐标 系（ 卢） ｒ 仅一 向两相旋 转坐标 系（ ｄ—ｑ 的转换称为 Ｐ ｒ ） ａｋ变换 。最终 得到 三相 永磁 同步 电机在转子 ｄＯ坐标系统下转矩方程和 电压方 ｑ 程基本方程为 ：
关键 ￣ ｉ Ｍ Ｍ： 电流环 Ｓ Ｐ Ｍａａ／ｉ ｉＩ 伺 服 系统 Ⅱ ｂＳ ｈ（ ０ － ＿ ０
－ －
＿
－
中图分类号：Ｐ ￣． Ｔ ２４６
文献标识码 ： Ａ 文 章编号： ０ ６８ （００ ｏ — Ｏ ｔ ２－ ８６ ２１ｌ４ ０ ｊ０ ｏ 】 ２
Ｔｈ ｉ ｌ ｔ ｎ ｏ ｒ ｅ ｔＬｏ ｐ Ｂａ ｅ ｎ Ｐ Ｓ ｅ Ｓ ｍｕ ａ ｉ ｆ Ｃｕ ｒ ｎ ｏ ｓ ｄ ｏ Ｍ Ｍ ｏ
＋
） ０ 一
（） １
（） ２
定子绕组 三相对称 ， 各相绕组 的轴 线在空间上互 差 １０ 电角 ２。 度 ；）忽略铁心饱 和 、 ２ 不计 涡流和磁滞 损耗 ； ）永磁材料 的 ３
“ ＝ Ｒｉ ｃ ｌ
ｆ、
Ｌ ）＋∞（Ｊ ＋Ｌ ￣ ） ， ｉ ｓ
电导率为零 ； 相 绕组 中感应 电动势 波形是 正弦波 圳 。这 ４ ）
伺服电机电流环mpc控制原理
伺服电机的电流环的MPC（模型预测控制）控制原理，是基于对PMSM（永磁同步电机）的矢量控制。
其核心思想是通过对电机的电流进行快速而精确的控制，以实现对电机转速和位置的稳定控制。
在电流环的控制器中，会将速度环PID调节后的输出作为输入，这个输入被称为“电流环给定”。
然后，这个给定值会与“电流环的反馈”值进行比较后的差值，在电流环内做PID 调节输出给电机。
这里的“电流环的反馈”并不是来自编码器的反馈，而是在驱动器内部安装在每相的霍尔元件（磁场感应变为电流电压信号）反馈给电流环的。
此外，在实际应用系统中，由于被控对象的参数不精确、外界干扰等情况的存在，开环控制会造成MPC控制器的预测输出与实际的系统输出之间存在误差值。
因此，为了提高控制精度和系统的稳定性，引入了反馈修正环节。
该环节会计算当前时刻的预测输出和系统实际输出值之间的误差，并以此来修正MPC控制器对下一时刻系统输出的预测值。
这样，求解出的最优控制量就加入了上一时刻反馈误差的考虑，从而形成了闭环控制系统，提高了控制品质和系统的抗扰性能。
智能工业缝纫机交流伺服控制系统设计与实现
( 4)调速 范围 宽和 速度精 度高。实现 无级 变 速, 调速范围 150 r/m in ~ 5 000 r /m in, 速度控制 精度 < ? 5 r/m in。调速范围应满足 D\ 10 000才能 满足低速加工和高速返回的要求。
112 硬件设计
鉴于工业缝纫机伺 服系统的性能 指标, 选 择 采用 DSP TMS320F2801和伺服系统专用 控制芯片 IRM CK201 作 为 系 统 的 控 制 单 元。 其 中 TMS320F2801是美国德州仪器 ( T I) 公司于 2005 年 新推出的低价位的 32位高性能 DSP, 时钟频率为 60 MH z, 具有增强型 的正交编码输入口。本 设计 中其用于完成伺服系统的位置闭环。 IRM CK201是 国际整流 ( IR ) 公司设计的基于 FPGA 技术的 完整 的交流电动机伺 服系统专用控制 芯片。该芯 片包 含了运动控制系 统的外围功能, 如 PWM 发生器、 编码计数电路、电流传感接口 以及通过硬件 实现
2 PM SM 速度 环、电流环 和位置 环 设计
211 电流环和速度环设计 对于电流环, 由电流传感器 IR2175采样电机
的 V 相和 W 相绕组电流, 经过 IRMCK201 内部计 算可以得到 U 相电流, 与 V 相和 W 相电流一起组 成三相电流, 通过 P ark 变换与矢量旋转被分解为 产生磁通的励磁电流分量和产生转矩 的转矩电流
基于模糊控制策略的PMSM随动系统设计及仿真
ｓｒ ｔ ｇ ｎ ｄ ａ ｉ ｇ ｗｉｈ ｎ ｎ ｌ ｅ ｒａ ｄ ｅ ｔ ｒ ａ ｉｔ ｒ ａ ｃ ｓ ｓ ｐ ｒｏ ｏ ｔ ｅ ｔａ ｉｉ ｎ ｌＰ Ｄ ｏ ｔｏ ． ｔａ ｅ ｙ ｉ ｅ ｌ ｔ ｏ —ｉ ａ ｎ ｘ ｅ ｎ ｌｄ ｓ ｕ ｂ ｎ ｅ ｉ ｕ ｅ ｉ ｒｔ ｈ ｒ ｄ ｔ ａ Ｉ ｃ ｎ ｒ １ ｎ ｎ ｏ
Ｂ ｓ ｄｏ ｕ ｚ ｎ ｒ ｌ ｒ ａ ｅ ｎ Ｆ ｚ ｙＣｏ ｔ ｌ ｏｅ
ＧＡＯ ａ － ｕ ， Ｔｉ ｎ ｙ ＺＨＡＮＧ ｕ ， Ｊ ｎ‘ ＺＨＡＮＧ ｎ ， Ｌｏ ＨＥ ｎｇ ， Ｙｏ ＺＡＩＳ ａ － ｈ ｎ ｈｕ ｎｇ Ｓ ｅ ｇ
（ ． ｃｏｌ ｆ ｃ ａｉ ｌ ｎｉｅｒ ｇＮａｊ ｇ ｉｅｓｙ ｆ ｃ ｎｅ Ｔ ｃｎ ｌｇ ， ａｊ ｇ １０ ４ ｈｎ ； １Ｓｈ ｏ ｏ Ｍｅｈ ｎｃ ｇｎｅｉ ， ｎ ｎ ｖｒｉ ｉ ｃ ＆ ｅｈ ｏ ｙＮ ｎ ｎ ０ ９ ｉａ ａＥ ｎ ｉ Ｕｎ ｔｏ Ｓ ｅ ｏ ｉ ２ Ｃ
此许多人提 出了使用人工智 能、专家系统神经 网络 、模 糊控 制等策 略。在这 些策略 中 ， 模糊 控制可 以视 作具有
一
个非线性环 节 的变 系数控制 ， 因而其稳础 。 在 设 计 伺 服 系统 中 ，使 用 ＭＡＴＬ ／ ｉ ｌ ｋ对其方案进行验证和仿真 ， ＡＢ Ｓ ｍｕ ｉ ｎ 将大大
基于矢量控制的PMSM位置伺服系统电流滞环控制仿真分析
点) 位置对正弦波进行采样时 ,由阶梯波与三角波 的交点所确定的脉宽 ,在一个载波周期 (即采样周 期) 内的位置是对称的 ,这种方法称为对称规则采 样 。该方式可以使得输出的电压较非对称采样规 则高 ,同时使微处理器工作量减少 。
图 4 电流滞环跟踪控制电流波形示意图
3. 2 三角载波比较方式的电流滞环控制 采用三角载波比较方式基本原理是 :把指令
2 PMSM 位置伺服系统矢量控制 方案
建立 PMSM 及其驱动器的传递函数 。以凸
19
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电气传动 2006 年 第 36 卷 第 6 期
基于矢量控制的 PMSM 位置伺服系统电流滞环控制仿真分析
装式转子结构的 PMSM 为对象 ,在假设磁路不饱
和 ,不计磁滞和涡流损耗影响 ,空间磁场呈正弦分
布的条件下 ,当永磁同步电机转子为圆筒形 ( L d
= L q = L ) ,摩擦系数 B = 0 , 得 d , q 坐标系上永磁
电气传动 2006 年 第 36 卷 第 6 期
输出正电平 ,驱动上桥臂功率开关器件 S1 导通 , 此时逆变器输出正电压 , 使实际电流增大 。当实 际电流增大到与给定电流相等时 , 滞环控制器仍 保持正电平输出 , S1 保持导通 , 使实际电流继续 增大直到达到 ia = iaref + h , 使滞环翻转 , 滞环控制 器输出负电平 ,关断 S1 ,并经延时后驱动 S4 。
Abstract :Hysteresis2band current2co nt rol scheme of PMSM po sition servo system based o n vector co nt rol is analyzed deeply. For t he sake of high2performance current2loop in po sitio n servo system , we st udied general hysteresis2band current2cont rol and t riangular carrier wave hysteresis2band current2cont rol. Simulatio n models of t he two mode are build in Matlab , by t he simulatio n analysis , we can know t hat general hysteresis2band cur2 rent2cont rol will seriously influence o n performance of system , and triangular carrier wave hysteresis2band cur2 rent2cont rol can be used for good cont rol perfo rmance. When t riangular carrier wave hysteresis2band current2 co nt rol is used , analytical result s are good agreement wit h t he simulation result s , and t he result s can p rovide t heoretical basis fo r t he design of servo system.
引入主动阻尼的PMSM电流环控制策略研究
第53卷第3期2019年3月电力电子技术Power ElectronicsVol.53,No.3March2019引入主动阻尼的PMSM电流环控制策略研究寇天明，李好文，郑岗，杨佳瑞(西安理工大学，自动化与信息工程学院，陕西西安710048)摘要：为了提高永磁同步电机(PMSM)电流环的抗扰动性能，在电流环控制器中引入主动阻尼控制，针对主动阻尼对控制系统固有延时敏感的问题，提出了一种引入主动阻尼控制加Smith预估器的控制方法。
该方法釆用Smith预估器对控制系统固有延时进行补偿，可降低系统延时对主动阻尼控制性能的影响，提高了电流环的动态性能，并分析了Smith预估器对模型参数失配的鲁棒性。
实验结果验证了所提方法的有效性和正确性。
关键词：永磁同步电机；主动阻尼；系统延时中图分类号:TM351文献标识码：A文章编号:1000-100X(2019)03-0014-03Research on PMSM Current Loop Control Strategy With Active Damping KOU Tian-ming,LI Hao-wen,ZHENG Gang,YANG Jia-rui(Xi'an University of Technology,Xi'an710048,China)Abstract:In order to improve the anti-disturbance performance of the permanent magnet synchronous motor(PMSM)current loop,active damping control is introduced in current loop controller.Aiming at the problem that the active damping is sensitive to the inherent delay of the control system,a control method with active damping control and Smith predictor is proposed.The method uses Smith predict controller to compensate the inherent delay of the control system,which reduces the impact of system delay on active damping control performance and improves the dynamic performance of the current loop.In addition,the robustness of the Smith predictor controller to model parameter mismatch is analyzed.The validity and correctness of the proposed method are verified by experimental results.Keywords:permanent magnet synchronous motor；active damping；system delayFoundation Project:Supported by Discipline Special Foundation of Shaanxi Province(No.5X1301)1引言PMSM具有功率密度高，效率高，可靠性高等优点而获得广泛应用，如何提高PMSM控制系统抗扰动性能的研究受到国内外学者的关注，文献［1-3］提出了一些方法,但均有不足。
基于内模控制的PMSM双闭环调速系统控制器设计与仿真
基于内模控制的PMSM双闭环调速系统控制器设计与仿真张旭秀;孙婧;李卫东;王琳【摘要】为提高永磁同步电机双闭环调速系统响应速度与抗干扰性,给出一种依据内模控制及有功阻尼概念的PMSM双闭环调速系统控制器设计方法.通过建模分析对PI+前馈解耦电流环控制器进行优化,依据内模原理设计出带有箝位积分法抗击分饱和的电流内环解耦控制器.在此基础上,构造有功阻尼代替自然阻尼,利用转速环频带带宽对PI调节器参数进行整定.通过计算机仿真验证,对比传统FOC控制下的调速系统,使用本文所设计的控制器可提升系统响应速度,降低系统超调量,仿真结果表明该方法的有效性.【期刊名称】《大连交通大学学报》【年(卷),期】2019(040)003【总页数】6页(P108-113)【关键词】永磁同步电机;内模控制;有功阻尼;参数整定;抗积分饱和【作者】张旭秀;孙婧;李卫东;王琳【作者单位】大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028;大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028;大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028;大连交通大学电气信息工程学院 ,辽宁大连 116028【正文语种】中文永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor，PMSM)具有内在非线性及耦合性，通常采用矢量控制以实现电流与转矩的分别控制.但矢量变换后的PMSM模型仍存在两轴电流相互耦合的非线性及时变性因素，同时其伺服对象也存在较强的不确定性和非线性，加之系统运行时还受到不同程度的干扰，因此，按常规控制策略是很难满足高性能永磁同步电机伺服系统的控制要求的[1].为此，探寻先进“复合型控制策略”以改进作为PMSM伺服系统核心组成部件的“控制器”性能，来弥补系统中存在的不足.文献[2]提出了基于模型的离线式整定与模糊PI在线整定相结合的混合参数整定法，可在线调整性能参数，但在系统运行的不同阶段均需手动修改性能参数；文献[3]针对速度环提出一种复合PI参数整定方法，先利用频域法设计一组PI参数，然后以该PI参数为初始值、ITAE为阶跃响应的评价函数，通过2DOF整定法在初始值附近搜索，使系统工作于最佳控制性能的PI参数值.该方法使伺服系统跟踪性能较好，抗负载扰动性较强，但优化时间长，整定效率低.文献[4]提出改进多亲遗传算法对PI参数进行整定，有效地降低了阶跃响应超调，使稳态性能好，但系统响应速度有待提高.内模控制(Internal model control,IMC)是一种基于过程数学模型进行控制器设计的新型控制策略[5]，由于其不需要被控对象的精确数学模型，鲁棒性强，在线调节参数少，结构简单等优点，在电机控制领域中逐渐得到广泛应用[6-7].文献[8-10]分别研究了在不同场合中应用内模原理对PID控制器参数进行整定的方法，这些IMC均作为主控器有效的实现了高性能控制系统的参数整定调节，可见，利用内模原理进行控制器的参数整定是实现高性能PMSM控制系统的一种有效手段.本文在已有文献基础上，设计了一种将内模控制与PI前馈解耦方法相结合的永磁同步电机电流内环控制器，并针对负载扰动引入“有功阻尼”的概念，对转速环PI控制器参数进行整定，最后在此基础上加入积分箝位法进行抗积分饱和控制，降低系统超调量.仿真证明该方法具有快速性高，鲁棒性强，稳定性好的优势.1 PMSM数学模型建立1.1 PMSM数学模型控制对象的数学模型应能够反应被控系统的动静态特性，为准确建立PMSM数学模型，首先做如下假设：①忽略电动机铁芯饱;②永磁材料磁导率为零;③不计涡流和磁滞损耗;④三相绕组是对称均匀的;⑤绕组中感应电感波形是正弦波.电动机的电流方程、电磁转矩方程及运动方程：(1)其中，ud、uq为d、q轴定子电压；id、iq为d、q轴定子电流；Ld、Lq为d、q轴定子电感；φf为转子上永磁体产生的磁动势；J为转动惯量(kg·m2)；TL为负载转矩，是输出转矩(N·m)；B为粘滞磨擦系数，也称阻尼系数；ωr为转子机械角速度；ωm=pnωr为转子电角速度；pn为极对数.1.2 矢量控制本文采用实际工程应用中常用的id=0的PMSM矢量控制方式，其结构包括转速环PI调节器、电流环PI调节器和SVPWM算法.矢量控制算法应用成熟，本文不再赘述.2 双闭环调速系统设计PMSM调速系统具有速度环和电流环双闭环结构，电流环作为内环是PMSM调速系统中的一个重要环节，它是提高系统响应速度、改善系统控制性能的关键.而速度环则需要增强系统的抗负载扰动能力，抑制速度的波动.本文讨论顺序为先电流环后转速环.2.1 电流环设计为便于控制器设计，重写坐标系下的电流方程为：(2)可以看出，(Lq/Ld)ωmiq和(1/Ld)ωmLdid分别作为id、iq在d、q轴上产生的交叉耦合电动势.解耦后的电压udun-coul、uqun-coupl应为下式所示：(3)对解耦后的d、q轴电压方程式组进行Laplace变换，得：(4)则PI控制器结合电压前馈解耦控制策略即可得到d-q轴的电压为：(5)其中：Kpd和Kid为d轴PI控制器的增益，Kpq和Kiq为q轴PI控制器的增益. 式(5)中的PI控制器参数是按照典型I型系统设计而来的，由于模型误差与参数校正过程中必然存在的失准问题，导致电流环在实际运行中是不完全解耦的.为解决此问题，本文采用内模控制原理对原有PI结构控制器进行改进.2.1.1 内模原理内模控制作为一种先进控制策略，在1982年由Garcia和Morari在受到模型控制算法和动态矩阵控制算法的启发下提出的较为成功的预测控制算法.因其设计原理简单，不需要被控对象的精确数学模型，参数直观明了，控制性能优越等特点，成为了工业控制领域中重要的鲁棒控制方法之一.因此，在这里我们采用图1所示的内模控制策略对电流环的PI控制器进行参数整定.图1 等效内模控制策略结构图图1是典型的内模等效反馈控制结构框图，其中Q(s)为内模控制器，P(s)为被控对象，M(s)是被控对象的数学模型.根据经典的自动控制理论，其中，I是单位矩阵.由图可以看出，若系统模型精确，即M(s)=P(s)，且没有外界扰动，则模型的输出与过程输出相等，此时的反馈信号为零.这样的内模系统具有开环结构，表明对开环稳定的系统而言，反馈的目的是克服过程的不确定性.此时的开环传递函数为：G(s)=Q(s)·M(s)(7)因此，若Q(s)和M(s)是稳定的，则系统稳定.电机的电磁时间常数比机械时间常数小得多，近似将电流环看作是一阶系统，故被控模型不包含时滞过程和右半平面零点，根据内模控制器的设计准则，定义M(s)=P(s)，引入可实现因子(8)使得Q(s)=M(s)-1·f(s)(9)其中，λ即为设计参数.结合式(8)、(9)，得到内模控制器为：(10)并有：(11)将原有PI控制器参数与内模控制器参数相比较，可变参数由2个缩减为1个，其关系式如下：若定义系统阶跃响应从10%～90%所需的时间为tres，则有近似式tres=ln9/λ；且参数λ近似的与系统闭环带宽的倒数成反比，这样便可获得参数λ得初始估计，并可根据需要在线调整.2.2 速度环设计事实上，在工业过程控制中，克服扰动是控制系统的主要任务，上一节中我们设计了针对电流环系统模型不确定且存在扰动的情况下的内模控制器，根据PMSM的运动方程：(13)可以看出，由于负载转矩的随变性，转速环中的负载扰动会比电流环中的更加强烈，文献[11-13]基于消除负载转矩的思想提出了几种抗负载扰动的控制方法.在这里我们引入一个更简单的抗负载扰动的电流控制策略.为本节设计控制器方便，重写电机运动方程：(14)首先，定义“有功阻尼”为：(15)自然阻尼的定义为负载转矩随转子机械角速度的变化量：(16)因为自然阻尼非常小，所以PMSM的运动方程极点十分接近原点，引入“有功阻尼”的概念后，可将闭环极点配置到期望的闭环带宽α上.当采用id=0的控制策略，并假定电机在空载(TL=0)的情况下启动，将有功阻尼带入到系统运动方程中，可得到系统线性化运动学方程：(17)对式(17)进行拉普拉斯变换得：(18)结合式(17)与式(18)，得出理想情况下的有功阻尼系数：(19)消去-α处极点，则系统即为由PI控制器构成的闭环系统，α为期望闭环带宽，转速环控制器的表达式为：(20)其中：可见，与传统的PI控制器参数整定相比，若不引入“有功阻尼”，则闭环带宽的选择就只能依靠公式αJ>>bn，此时，J就成为设计转速环控制器的唯一关键参数，而自然阻尼bn又会随着负载的变化而变化，因此Tis的选择就会变得十分困难. 2.3 抗积分饱和以上均是在线性理想情况下所设计的电流内模控制器及转速环PI参数，未考虑到控制量饱和所产生的非线性影响.由于内模控制的积分性质会导致控制器的输出饱和，系统退饱和时间加长，系统超调增大，而实际工业应用中是不容许过大的超调量出现的.因此，为解决由于积分饱和而导致的系统超调问题，本文选择积分箝位法进行抗积分饱和控制.积分箝位控制框图如图2.图2 积分箝位控制框图事实上，启动过程中的转速必然会存在超调现象，但这已经不是按照线性规律的超调，而是经历了饱和非线性区域后的超调，又可称为“退饱和超调”.退饱和超调量、上升时间和调节时间的计算公式分别如下：(21)式中，σrsat为退保和超调量，ΔSmax为转速跌落最大值，Sb为转速跌落量基准值，iqmax为电流限幅最大值，iL为负载电流，K=Kt/J为机械增益(其中Kt是转矩时间常数)，TΣs为转速环小惯性群近似后的时间常数，Ω为机械角速度，td是恢复时间.可见，给定转速越小、电流限幅值越大、负载越小，则退饱和超调量越大.3 仿真实验结果研究本文以永磁同步电机为研究对象，采用MatlabR2015a平台进行仿真实验，在Simulink下建立的PMSM双闭环调速系统仿真模型如图3所示.其中仿真电机参数设置为：极对数pn=4，定子电感Ld=5.25 mH，Lq=12 mH，定子电阻R=0.958 Ω，磁链φf=0.1827 Wb，转动惯量J=0.003 kg·m2，阻尼系数B=0.008 N·m·s.依据电流环带宽与电机时间常数之间的关系，即时间常数τ=min{Ld/R,Lq/R}，带宽λ=2π/τ，根据电机的参数可以计算得到λ=1 100rad/s，从而根据式(12)可以计算出电流环PI调节器的参数.另外，选取转速环的带宽为α=50 rad/s，将电机参数代入式(19)和式(20)可计算得到转速环PI调节器参数.需要说明，利用电机参数计算得出的PI调节器参数有时并不是最优的，在仿真过程中可以对参数进行调试，以获得最优控制效果.图3 系统整体仿真模型仿真条件设置为：参考转速Nref=1000r/min，初始时刻负载TL=0 N·m，在t=0.2 s时，负载转矩TL=10 N·m，仿真结果如图4、图5所示.(a) 传统FOC三相电流iabc变化曲线(b) 参数整定后三相电流iabc变化曲线(c) 结合抗积分饱和后三相电流iabc变化曲线图4 基于IMC原理参数整定PI调节器的三相PMSM矢量控制系统仿真结果图5 转速Nr变化曲线图4中(c)为使用本文方法所设计出的控制器后得出的系统三相电流变化曲线，(a)、(b)分别是参数整定后及传统矢量控制下的三相电流变化曲线.通过比对，可以明显看出改进后的方法使得电流整定速度更快.从图5可以看出，电机转速上升至参考转速1 000 r/min时，本文中所用方法显示的超调量明显降低，且仍具有快速的响应速度.具体动态参数如表1.表1 动态参数一览表控制方法动态参数上升时间/s调节时间/s超调量/%传统矢量控制0.0110.04222.3参数整定后的矢量控制0.0080.03920.1结合箝位积分法的控制0.0090.0121.7三种控制方法控制的系统稳态均无静差，且在t=0.2 s突加负载转矩的情况下，电机也能较快的恢复到给定参考转速值，说明所设计控制系统具有较好的动态性能和抗扰动能力.4 结论本文针对PMSM控制系统电流环中存在参数摄动、干扰等不确定因素，利用IMC 原理给出了结合电压前馈解耦的PI控制器；引入“有功功率”概念，对速度环参数进行重新整定；并加入积分箝位抗积分饱和法降低系统超调.仿真结果表明，本文中所提出的控制系统设计方法与传统的控制方法相比较，能更好的降低系统超调量，具有良好的鲁棒性及稳定性.但系统仍存在噪声干扰的问题，在接下来的研究中将进一步解决此问题，以期将该方法应用到高精密数控机床和高性能机器人等实际伺服系统中，提高系统的运行效率和控制精度，改善控制性能.参考文献【相关文献】[1]舒志兵.交流伺服运动控制系统[M].北京:清华大学出版社,2006.[2]李鹏,王胜勇,卢家斌,等.PI参数混合整定法在闭环矢量控制系统中的应用[J].智能系统学报,2013,8(5):446-452.[3]肖启明,杨明,刘可述,等.PMSM伺服系统速度环PI控制器参数自整定及优化[J].电机与控制学报,2014,18(2):102-107.[4]苏译,徐晓昂.基于改进遗传算法的PI整定在DTC中的应用[J].微特电机,2012,40(4):13-15.[5]赵志诚,文新宇.内模控制极其应用[M].北京:电子工业出版社,2012.[6]LI SHIHUA,GU HAO.Fuzzy adaptive internal model control schemes for PMSM speed regulation system[J].IEEE Transactions on Industrial Informatics,2012,(4):767-779.[7]GUOHAI LIU ,LINGLING CHEN ,WENXIANG ZHAO, et al.Internal model control 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基于STM32的永磁同步电机的控制共3篇
基于STM32的永磁同步电机的控制共3篇基于STM32的永磁同步电机的控制1永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor，简称PMSM）是一种极具应用前景的高性能电机，被广泛应用于交通工具、家电、机械设备等领域。
随着电动汽车、新能源等产业的发展，PMSM的控制技术也越来越受到关注。
本文将基于STM32单片机，介绍PMSM的控制过程和相关技术。
一、PMSM的基本原理PMSM的基本原理是将定子上的三相绕组和转子上的永磁体之间的电磁作用力转化为机械转矩。
其中，定子上的三相绕组通过交流电源得到三相交流电，产生旋转磁场。
转子上的永磁体则产生磁动势，与旋转磁场作用产生转矩。
为了使PMSM能够实现精确的控制，需要知道其电磁状态，即定子电流、转子位置等信息。
接下来，我们将介绍PMSM的控制过程和所需技术。
二、PMSM的控制过程1. 传感器获取PMSM的控制需要准确的电磁状态信息，因此需要安装传感器获取定子电流、转子位置等信息。
一般来说，采用霍尔传感器或编码器获取转子位置信息，采用霍尔电流传感器或电阻分压电路获取定子电流信息。
2. 位置估算针对没有安装位置传感器的情况，可以采用磁场观测器或滑模观测器等算法来实现位置估算。
3. 控制算法选择对于PMSM的控制算法，可以选择基于直流型或交流型控制的空间矢量调制（Space Vector Modulation，简称SVPWM）或PI控制等算法。
其中，基于直流型控制的SVPWM由于计算量小、实现简单，更适合嵌入式单片机平台。
4. 控制器的设计与实现选择STM32单片机作为PMSM控制器，需要进行硬件和软件的设计与实现。
在硬件设计方面，需要选择合适的器件如功率MOS管、光耦、保险丝等；在软件实现方面，需要编写电机控制程序，实现数据采集、控制算法等功能。
5. 闭环控制系统搭建为了保证PMSM控制精度，需要建立闭环控制系统。
一般由电流环、速度环、位置环组成。
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一：电流环参数的调节
1：PMSM传动控制系统中，电机运行速度范围很宽，电流频率范围从零到上百赫兹，要在这么宽的频率范围内准确地检测电机电流，常选用霍尔元件实现电机电流的检测。
霍尔检测方法优点：动态响应好，信号传输线性及频带范围宽等优点。
为保证电机对称运行，电流三相各反馈信道的反馈系数必须相等，这就要精心选择调理电路组件，仔细调整反馈回路参数。
信号调理电路使用模拟放大器时，放大器的零漂是影响电机低速运行性能的主要因素，要仔细调整放大器，将零点漂移控制在10mv以内。
2：PMSM调速系统需要电机有很宽的调速范围，达到10^4：1以上，要在这么宽的速度范围内检测出电机的速度，以实现调速系统的控制确实是个很重要的问题。
尽管T法在低速时有很好的测速精度，但研究调速系统控制的论文极少见使用(T或M/T)法测速的，基本上都是采用M法测速。
实际上，当电机处于极低转速时，电机能否稳定运行不仅仅取决于位置传感器及其所送来的脉冲信号，还有速度调节器的作用，以及电流环与电机转子惯性环节的影响，所以，M法仍可用于低速范围内电机速度的检测与反馈。
3：电流调节器参数对电流环的动态响应具有决定性影响。
电流调节器比例系数越大，电流阶跃跟踪响应速度越快，响应的超调越大，振荡次数越多。
电流调节器的积分系数越大，电流阶跃跟踪响应的稳态误差越小，但太大会引起电流环振荡。
PMSM调速控制系统的电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢绕组、电流检测环节组成。
在实际系统运行过程中，电流环的相应受电机反电势的影响，电流环动态响应不好，为提高永磁同步电机调速系统电流环动态响应性能，抑制反电动势对电流环的影响，在实际系统电流调节器制作时，比例和积分系数均做了调整，增大比例系数，减小积分时间常数。
电流环响应若不加微分负反馈环节，电流环动态响应将会出现振荡与超调。
然而实际应用中，通常不加微分反馈环节，因为微分极易引起系统的振荡。
而且按照电流环I型系统的校正原则，采用PI控制才能实现电流环系统的稳定性和高动态响应。
二、速度环参数的调节
采用II型系统设计的速度环，实际应用中，在速度阶跃过程中，速度调节器会出现饱和，系统的实际运行情况和设计时所采用的线性对象具有很大的差别，调节器设计时的初始条件和实际系统退饱和后调节器参与调节时的初始条件有很大差别。
因此按照II型系统设计的速度环需要作很大的调整才能满足实际系统的需要。
但该设计方法关于调节器的形式选择仍然适用。
从自动控制原理可知，调速控制系统的速度超调是使用PI调节器并要求有快速响应的必然结果，原因是速度调节器要退出饱和，参与调解。
随着速度调节器输出限幅的增加，速度响应加快，到达指定速度时的振荡程度增加。
输出限幅数值决定电机在动态过程中加速力矩的大小，影响电机在加减速过程中的加速度，影响调速系统的速度响应过程。
输出限幅值要合理设置，应该充分利用电机的过载能力，以提高调速控制系统的速度响应性能。
同时，在调速控制系统中可设置速度微分负反馈（肖老师建议速度环一般不要加前馈），可以
抑制速度响应的超调。
三：位置环
永磁同步电机控制系统的位置环按典型I型系统设计，目的是不希望控制系统出现位置响应超调。
按照永磁同步电机控制系统位置环的设计分析，位置调节器为比例调节器。
当系统设定位置给定时，位置调节器输出有限幅，该限幅值对应控制系统电机所允许的速度限幅。
随着电机轴转动惯量的增加，位置环为获得最优的位置响应，位置调节器比例系数将成比例的减少。
工程设计中，将速度闭环用等效一阶惯性环节来代替，由此实现位置环的工程设计。
控制系统对象转动惯量恒定，通过调整调节器比例放大系数，可使系统位置环获得优异的响应性能。
四：电机的一些参数意义
1：过载系数、功率密度
通常讲电机的过载能力其场合为：有变频器或伺服驱动器拖动的同步或异步电机。
记得有一个客户要求电机具有8倍的过载（同步伺服电机），竟然有一个厂家说他们能做。
哎有些参数瞎说是会害死人的。
8倍过载能不能做，当然能，但是没有意义，只是文字上的游戏而已。
一个电机设计和制造的水平高低，有一个参数就是功率密度，就是电机的体积和质量与功率的比值（或者只说质量吧）这个值如果能做上去，那就是高水平的电机，通常来讲，这个值的范围对不同的电机厂家来讲，差异不会很大，如果真的能做点高的话，恭喜你，你发大财了，那就是电机行业的重大突破。
回过头来，我们再看看过载能力到底是什么，所谓的过载能力就是电机的最大扭矩与额定扭矩的比值。
当一个电机被制造出来以后，他的最大扭矩这个值就被确定了，基本上是不能有很大变化的，这个就是上边所讲的功率密度所决定的，当然，你要是和我较真的话，我还得把变频器的参数考虑进来，不同的变频器控制下，这个值也稍有变化。
但是另一个参数额定扭矩就不是确定的了，它是与电机冷却方式密切相关的，自然冷却的额定扭矩《强制风冷的额定扭矩《水冷（或油冷）的额定扭矩。
那么这三种方式那个过载能力高呢，当然是自然冷却的高了，但那个电机最贵的，水冷（或油冷）方式的了。
如果有人告诉你他的电机的过载系数很高，你要先问他一下电机的最大扭矩，然后问他一下电机的重量。
拿这两个参数和别的电机比一下，呵呵，如果这两个参数相接近的两个电机，过载系数高的那个电机的冷却就是做的很差的那个。
目前，市场上的同步伺服电机的过载系数一般是3-4倍，siemens1ft7系列是4倍，1ft6和1fk7一般是3倍。
异步伺服电机一般为2-3倍（3倍的比较少）。
大功率的同步伺服电机siemens的1fw3系列大致是1.8-2倍。
西门子的电机在整个电机行业中的水平还算是比较高的（不包含那些特殊定制
的电机奥）。
至于普通的异步电机，这个参数通常不是特别重要。
五：永磁同步电机控制系统电流环相应性能分析
（1）电流环
电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢回路，两者均可以看成一阶惯性环节，其惯性时间常数影响电流环的动态响应速度。
调节器的参数也影响电流环响应过程。
这三个因
素都处于环内位置，低速时，通过电流调节器的调节，可以基本消除电机反电势对电流环
的影响，电流跟随性能好，控制特性好。
高速时，电流反电势变大，它的存在使外加至电
机电枢绕组的净电压减小，影响电流环的动态调节，电枢电流跟随性能变差。
将导致实际
电流和给定电流键出现明显的幅值相位偏差。
严重时（电机运转速度很高时），实际电流将
无法跟随给定。
为了提高电流动态跟随性能，减小动态跟随误差，在保证电机控制系统电
流闭环稳定的前提下，应尽可能提高电流调节器比例放大系数，减小积分时间常数，以减
小电机反电势对电流环电流调节性能的影响。