基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统设计指导
? 按转子磁链定向
现在d轴是沿着转子总磁链矢量的方向， 并称之为 M（Magnetization）轴，而 q 轴 再逆时针转90°，即垂直于转子总磁链矢 量，称之为 T（Torque）轴。
这样的两相同步旋转坐标系就具体规定 为 M，T 坐标系，即按转子磁链定向 （Field Orientation）的坐标系。
? r和 ? s 信号，由? s 与实测转速 ? 相加得到定子频 率信号? 1，再经积分即为转子磁链的相位角 ? ，它
也就是同步旋转变换的旋转相位角。
? 按转子磁链定向两相旋转坐标系上的转子磁链模型
Sin Cos
iA
is?
ist
?s ?1
?
++
1 p
?
iB iC
3/2
VR
is?
ism
Lm
Tr Lm
ist?
r
?
np J
TL
（6-129） （6-130）
d? r
dt
?
? 1?
Tr
r
?
Lm Tr
ism
（6-131）
0?
? (? 1 ? ?
)?
r
?
Lm Tr
ist
（6-132）
dism dt
?
? Lm ? ? LsLrTr
r
?
Rs
L2r ? Rr L2m
? LsL2r
ism
? ? 1ist
?
usm
? Ls
（6-133）
dist dt
? ? Lm ?? ? Ls Lr
r
?
Rs L2r ? Rr L2m
? Ls L2r
ist
? ? 1ism
?
ust
? Ls
（6-134）
由于，状态方程中的式（6-132）蜕化为 代数方程，整理后得转差公式
?1??
??s
?
Lmist
Tr? r
这使状态方程降低了一阶。
Lm pisβ ? Lr pirβ ? ? (Lmisα ? Lrirα ) ? Rrirβ ? 0
或
p? rα ? ??
rβ
?
1 Tr
(?
rα
?
Lmisα )
?
0
p? rβ ? ??
rα
?
1 Tr
(?
rβ
?
Lmisβ )
?
0
?转子磁链模型
整理后得转子磁链模型
? ? ?
rα
?
1 Tr p ? 1
Lmisα
可将异步电机的数学模型绘成图 6-54中的形式，
图中前述的等效直流电机模型（见图 6-52）被分
解成 ? 和 ? r 两个子系统。可以看出，虽然通过
矢量变换，将定子电流解耦成 ism 和 ist 两个分量，
但是，从 ? 和 ? r 两个子系统来看，由于 Te同时 受到 ist 和 ? r 的影响，两个子系统仍旧是耦合着
6.7.1 矢量控制系统的基本思路
在第6.6.3节中已经阐明，以产生同样的 旋转磁动势为准则，在三相坐标系上的定子 交流电流 iA、 iB 、iC ，通过三相/两相变换 可以等效成两相静止坐标系上的交流电流 i? 、 i? ，再通过同步旋转变换，可以等效成同步 旋转坐标系上的直流电流 im 和 it 。
应该注意，在异步电机矢量变换模型中
的转子磁链 ? r 和它的定向相位角 ? 都是
实际存在的，而用于控制器的这两个量都 难以直接检测，只能采用观测值或模型计 算值，在图6-55中冠以符号“^”以示区别。
? 解耦条件
因此，两个子系统完全解耦只有在下述 三个假定条件下才能成立：
①转子磁链的计算值 ??r 等于其实际值? r ；
? 设计控制器时省略后的部分
?
~
?
给定
i*m1
信号
控制器 i*t1
+
i*? 1
i*A
VR-1 i*? 1
2/3
i*B i*C
iA 电流控制 iB 变频器 iC
?1
i? 1 3/2 iβ1 VR
异步电动机
im1
等效直流 电机模型
it1
反馈信号
可以想象，这样的矢量控制交流变 压变频调速系统在静、动态性能上完 全能够与直流调速系统相媲美。
2. 按磁场定向两相旋转坐标系上的转子磁链模型
下图是另一种转子磁链模型的运算框图。三相定
子电流 iA 、 iB 、iC 经3/2变换变成两相静止坐标系
电流 is? 、 is? ，再经同步旋转变换并按转子磁链 定向，得到 M，T坐标系上的电流 ism、ist，利用矢 量控制方程式（ 6-136）和式（6-135）可以获得
iC
变换模型
?
??r
??
比较直观的办法是，把 ASR的输出信号除以
? r ，当控制器的坐标反变换与电机中的坐标变换
对消，且变频器的滞后作用可以忽略时，此处的
（? ? r ）便可与电机模型中的（ ? ? r ）对消，两
个子系统就完全解耦了。这时，带除法环节的矢 量控制系统可以看成是两个独立的线性子系统， 可以采用经典控制理论的单变量线性系统综合方 法或相应的工程设计方法来设计两个调节器 A? R 和ASR。
?r
Tr p+1
?
图6-57 在按转子磁链定向两相旋转坐标系上计算转子磁链的电流模型
和第一种模型相比，这种模型更适合于微
机实时计算，容易收敛，也比较准确。 上述两种转子磁链模型的应用都比较普遍，
但也都受电机参数变化的影响，例如电机温 升和频率变化都会影响转子电阻 Rr，从而改 变时间常数 Tr ，磁饱和程度将影响电感Lm 和 Lr，从而 Tr 也改变。这些影响都将导致 磁链幅值与相位信号失真，而反馈信号的失
1. 在两相静止坐标系上的转子磁链模型
由实测的三相定子电流通过3/2变换很容 易得到两相静止坐标系上的电流 is? 和 is? ， 再利用式（6-109）第3，4行计算转子磁链
在 ? ，? 轴上的分量为
? rα ? Lmisα ? Lrirα
? rβ ? Lmisβ ? Lrirβ
irα
?
1 Lr
? ——M轴与? 轴（A轴）的夹角
既然异步电机经过坐标变换可以等效成直 流电机，那么，模仿直流电机的控制策略， 得到直流电机的控制量，经过相应的坐标反 变换，就能够控制异步电机了。
由于进行坐标变换的是电流（代表磁动势） 的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的 控制系统就叫作矢量控制系统（Vector Control System），控制系统的原理结构如 下图所示。
基于动态模型按转子磁链定向的 矢量控制系统设计指导
? 矢量控制系统的基本思路 ? 按转子磁链定向的矢量控制方程及其解
耦作用 ? 转子磁链模型 ? 转速、磁链闭环控制的矢量控制系统—
—直接矢量控制系统 ? 磁链开环转差型矢量控制系统——间接
矢量控制系统
?概 述 异步电机的动态数学模型是一个高阶、
非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标 变换，可以使之降阶并化简，但并没有改 变其非线性、多变量的本质。需要高动态 性能的异步电机调速系统必须在其动态模 型的基础上进行分析和设计，但要完成这 一任务并非易事。经过多年的潜心研究和 实践，有几种控制方案已经获得了成功的 应用，目前应用最广的就是按转子磁链定 向的矢量控制系统。
的。
?电流解耦数学模型的结构
?
iA
isα
ism
Lm
?r
iB iC
T2 p ? 1
3/2
VR
isβ
ist
np
Lm Lr
×
? T1
np
?
Te
Jp
图6-54 异步电动机矢量变换与电流解耦数学模型
按照图6-53的矢量控制系统原理结构图 模仿直流调速系统进行控制时，可设置磁 链调节器A? R和转速调节器ASR分别控制
?矢量控制系统原理结构图
?
~
?
给定
i*m1
信号
控制器 i*t1
+
i*? 1
i*A
VR-1 i*? 1
2/3
i*B i*C
iA 电流控制 iB 变频器 iC
?1
i? 1
im1
?
等效直流
3/2 iβ1 VR
电机模型
异步电动机 it1
反馈信号
图6-53 矢量控制系统原理结构图
在设计矢量控制系统时，可以认为，在 控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电 机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换 器与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再 忽略变频器中可能产生的滞后，则图6-53 中虚线框内的部分可以完全删去，剩下的 就是直流调速系统了。
? ? Tr?
rβ
? ? ?
rβ
?
1 Tr p ? 1
Байду номын сангаас
Lm isβ
? ? Tr?
rα
（6-140） （6-141）
按式（ 6-140 ）、式（ 6-141 ）构成转子磁链分量的
运算框图如下图所示。有了 ? r? 和 ? r? ，要计算? r
的幅值和相位就很容易了。
?在两相静止坐标系上的转子磁链模型
6.7.2 按转子磁链定向的矢量控制方程及其 解耦作用
? 问题的提出
上述只是矢量控制的基本思路，其中的 矢量变换包括三相/两相变换和同步旋转变 换。在进行两相同步旋转坐标变换时，只 规定了d，q两轴的相互垂直关系和与定子 频率同步的旋转速度，并未规定两轴与电 机旋转磁场的相对位置，对此是有选择余 地的。
? 式（6-136）还表明， ? r 与 ism之间的传递函数是
电力拖动自动控制系统-运动控制系统习题解答第6、7章
第6章习题解答6-1 一台三相笼型异步电动机铭牌数据为：额定电压V U N 380=，额定转速m in /960r n N =，额定频率Hz f N 50=，定子绕组Y 联接。
由实验测得定子电阻Ω=35.0s R ，定子漏感H L s 006.01=，定子绕组产生气隙主磁通的等效电感H L m 26.0=，转子电阻Ω=5.0'r R ，转子漏感H L r 007.0'1=，转子参数已折合到定子侧，忽略铁心损耗。
（1）．画出异步电动机T 型等效电路和简化等效电路；（2）．额定运行时的转差率N s ，定子额定电流N I 1和额定电磁转矩；（3）．定子电压和频率均为额定值时，理想空载时的励磁电流0I ；（4）．定子电压和频率均为额定值时，临界转差率m s 和临界转矩m T ，画出异步电动机的机械特性。
解：（1）．异步电动机T 型等效电路和简化等效电路R L 'LL 'L（2）．额定运行时的转差率100096041000100N s -==根据简化等效电路，定子额定电流1N I =额定电磁转矩'2113pr e NNn R T Is ω=，其中，160605031000N p f n n ⨯===，12N f ωπ=（3）．定子电压和频率均为额定值时，理想空载时的励磁电流0I =（4）．定子电压和频率均为额定值时，临界转差率2'212')(lr ls s r m L L R R s ++=ω和临界转矩em T =异步电动机的机械特性eT ns n 1emms 06-2 异步电动机参数如6-1题所示，画出调压调速在12N U 和23N U 时的机械特性，计算临界转差率m s 和临界转矩m T ，分析气隙磁通的变化，在额定电流下的电磁转矩，分析在恒转矩负载和风机类负载两种情况下，调压调速的稳定运行范围。
解：调压调速在12N U 和23N U 时的机械特性T en s临界转差率2'212')(lr ls s r m L L R R s ++=ω12N U 时，临界转矩em T=气隙磁通1ΦSm s N≈23N U 时，临界转矩em T=气隙磁通1ΦSm s N ≈带恒转矩负载L T 工作时，稳定工作范围为0m s s <<，带风机类负载运行，调速范围01s <<。
《电力拖动自动控制系统》课程综述
电力拖动自动控制系统电力拖动自动控制系统简介电力拖动自动控制系统包括：直流调速系统和交流调速系统。
直流调速系统包括：直流调速方法、直流调速电源和直流调速控制。
交流调速系统包括：交流调速系统的主要类型、交流变压调速系统、交流变频调速系统、绕线转子异步电机双馈调速系统——转差功率馈送型调速系统和同步电动机变压变频调速系统。
电力拖动自动控制系统课程内容介绍第一篇直流调速系统闭环反馈直流调速系统1.1 直流调速系统用的可控直流电源根据前面分析，调压调速是直流调速系统的主要方法，而调节电枢电压需要有专门向电动机供电的可控直流电源。
常用的可控直流电源有以下三种:旋转变流机组——用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。
静止式可控整流器——用静止式的可控整流器，以获得可调的直流电压。
直流斩波器或脉宽调制变换器——用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，以产生可变的平均电压。
1.2 晶闸管-电动机系统（V-M系统）的主要问题本节讨论V-M系统的几个主要问题：（1）触发脉冲相位控制；（2）电流脉动及其波形的连续与断续；（3）抑制电流脉动的措施；（4）晶闸管-电动机系统的机械特性；（5）晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数。
1.3 直流脉宽调速系统的主要问题自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM 调速系统。
（1）PWM变换器的工作状态和波形；（2）直流PWM调速系统的机械特性；（3）PWM 控制与变换器的数学模型；（4）电能回馈与泵升电压的限制。
1.4反馈控制闭环直流调速系统的稳态分析和设计本节提要:转速控制的要求和调速指标；开环调速系统及其存在的问题；闭环调速系统的组成及其静特性；开环系统特性和闭环系统特性的关系；反馈控制规律；限流保护——电流截止负反馈1.5 反馈控制闭环直流调速系统的动态分析和设计反馈控制闭环直流调速系统的动态数学模型;反馈控制闭环直流调速系统的稳定条件; 动态校正——PI调节器的设计;系统设计举例与参数计算转速、电流双闭环直流调速系统和调节器的工程设计方法内容提要：转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广性能很好的直流调速系统。
按照转子磁链定向的矢量控制系统仿真
按照转子磁链定向旳矢量控制系统仿真1.矢量控制技术概述异步电机旳动态数学模型是一种高阶、非线性、强耦合旳多变量系统，其控制十分复杂。
矢量控制实现旳基本原理是通过测量和控制异步电动机定子电流矢量，根据磁场定向原理分别对机旳励磁电流和转矩电流进行控制，从而到达控制异步电动机转矩旳目旳。
将异步电动机旳异步电动定子电流矢量分解为产生磁场旳电流分量(励磁电流) 和产生转矩旳电流分量(转矩电流) 分别加以控制，并同步控制两分量间旳幅值和相位，即控制定子电流矢量，因此称这种控制方式称为矢量控制方式。
ω图1 带转矩内环节磁链闭环旳矢量控制系统构造图2.几种关键问题：●转子磁链函数发生器根据电机旳调速范围和给定旳转速信号，在恒转矩范围内恒磁通调速、转子磁通保持额定磁通；在恒功率范围内弱磁调速，转子磁通随转速指令旳增大而减小。
转子磁链函数发生器用来产生磁链大小信号。
这里采用下面旳曲线。
转子磁链旳幅值一般为1。
●转子磁链旳观测与定向转子磁链旳观测模型重要有二种：（1） 在两相静止坐标系上旳转子磁链模型电机旳定子电压和电流由传感器测得后，通过3S/2S 变换，再根据异步电机在两项静止坐标系下旳数学模型，计算转子磁链旳大小。
()r αm s αr r βr 11L i T T p ψωψ=-+ ()r βm s βr r αr 11L i T T p ψωψ=++ （2） 按磁场定向两相旋转坐标系上旳转子磁链模型三相定子电流 iA 、 iB 、iC 经3/2变换变成两相静止坐标系电流 is α 、 is β ，再经同步旋转变换并按转子磁链定向，得到M ，T 坐标系上旳电流 ism 、ist ，运用矢量控制方程式m st1s r rL i T ωωωψ-==mr smr 1L i T p ψ=+可以获得 ψr 和 ωs 信号，由ωs 与实测转速 ω 相加得到定子频率信号ω1，再经积分即为转子磁链旳相位角ϕ ，它也就是同步旋转变换旳旋转相位角。
20 按转子磁链定向的矢量控制2
用除法环节消去对象中固有的乘法环节，实
现了转矩与转子磁链的动态解耦。
18
转矩闭环控制
图6-28 带除法环节的矢量控制系统原理框图
19
带转矩内环的矢量控制仿真
带转矩内环的矢量控制结构
20
Simulink实现
21
转矩控制器
22
磁链观察-电流模型
23
坐标变换
24
电流跟随
25
定子电流
(6-44)
Hale Waihona Puke 9计算转子磁链的电压模型
图6-31 计算转子磁链的电压模型
10
计算转子磁链的电压模型
电压模型包含纯积分项，积分的初始值和
累积误差都影响计算结果，在低速时，定子 电阻压降变化的影响也较大。
电压模型更适合于中、高速范围，而电流
模型能适应低速。有时为了提高准确度，把 两种模型结合起来。
3. 省略电流调节器，电流与电压的关系通 过下式计算 usm =Rsism 1 Lsist dist ust 1Lsism Rsist Ls dt
34
简化后的系统原理图
35
仿真模型
36
定、转子电流
37
转速、转矩
基于交流电动机的动态模型的间接矢量控制仿真与设计
电力拖动自动控制系统课程设计学院：信息与电气工程学院班级：电气三班学号:姓名：基于交流电动机的动态模型的间接矢量控制仿真与设计一设计目的：应用所学的交、直流调速系统的基本知识与工程设计方法，结合生产实际，确定系统的性能指标与实现方案，进行运动控制系统的初步设计。
应用计算机仿真技术，通过在MATLAB软件上建立运动控制系统的数学模型，对控制系统进行性能仿真研究，掌握系统参数对系统性能的影响。
在原理设计与仿真研究的基础上，应用PROTEL进行控制系统的印制板的设计，为毕业设计的综合运用奠定坚实的基础二设计参数：额定输出功率17KW；定子绕组额定线电压380V；定子绕组额定相电流25A;定子绕组每相电阻0.1欧姆；定子绕组接线形式Y；转子额定转速1430rpm;转子形式:鼠笼式；转子每相折算电阻:1欧姆；转子折算后额定电流50A；额定功率因数：0.75；电机机电时间常数1S;电枢允许过载系数1.5；环境条件:电网额定电压:380/220V; 电网电压波动10%;环境温度:-40~+40摄氏度; 环境相对湿度:10~90%.控制系统性能指标:转差率：3%；调速范围：D＝20；电流超调量小于等于5%;空载起动到额定转速时的转速超调量小于等于30%;稳速精度：0.03.三动态模型：（1） 电压方程：ϕP Ri u += （2） 磁链方程：Li =ϕ，i d dLd d L Ri u tiωθ++= （3） 运动方程：tp Ld d n J ω+T=T（4） 转矩方程：i L i n T p θ∂∂=T 21四坐标变换为简化和求解三相异步电机的数学方程，须按图1对电机坐标系的基本方程进行坐标变换，实现电机模型的解耦。
1坐标变换模块图：2W1生成模块：3PI模块变换：4Um,UM 生成模块：图1 永磁容错电机常用坐标系根据坐标变换理论，可得三相静止到两相静止坐标系变换矩阵为⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎣⎡---=2323021211322/3ss C （3-1） 两相静止到两相旋转坐标系变换矩阵：⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=θθθθcos sin sin cos C 2/s 2r （3-2） 转子初始磁链在各坐标系分量为：⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡=⎥⎦⎤⎢⎣⎡023f q d ψψψ （3-3） 可得电机在两相旋转坐标系下的电压方程、磁链方程、转矩方程如下：⎪⎩⎪⎨⎧++=-+=d s q q q qs d d d p Ri U p Ri U ψωψψωψ （3-4） ⎪⎩⎪⎨⎧=+=q q qfd d d iL i L ψψψ23 （3-5） )(d q q d p e i i n T ψψ-= （3-6）五按转子磁链定向实现异步电机矢量控制按转子磁链定向的坐标系称为MT 坐标系，M 轴与转子磁链方向一致。
运动控制考试复习题及答案(完整版)
运动控制考试复习题及答案(完整版)一、填空题1、控制系统的动态性能指标是指跟随指标和抗扰指标，而调速系统的动态指标通常以抗扰性能指标为主2、直流电机调速方法有变压调速、电枢串电阻调速和弱磁调速。
异步电动机调速方式常见有6种分别是：降压调速、差离合调速、转子串电阻调速、串级调速和双馈电动机调速、变级调速、变压变频调速。
其中转差率不变型有：变级调速、变压变频调速，只有变压变频应用最广，可以构成高动态性能的交流调速系统。
同步电动机按频率控制方式不同分为：他控式变频调速和自控式变频调速。
（变电阻调速：有级调速。
变转差率调速：无级调速。
调压调速：调节供电电压进行调速）按按转差功率可以怎么划分电动机:转差功率消耗型、转差功率不变型、转差功率馈送型3、对于异步电动机变压变频调速，在基频以下，希望维持气隙磁通不变，需按比例同时控制定子电压和定子频率，低频时还应当抬高电压以补偿阻抗压降，基频以下调速属于恒转矩调速；而基频以上，由于电压无法升高，只好仅提高定子频率而迫使磁通减弱，相当直流电动机弱磁升速情况，基频以上调速属于恒功率调速。
4、对于SPWM型逆变器，SPWM的含义为正弦波脉宽调制，以正弦波作为逆变器输出的期望波形，SPWM波调制时，调制波为频率和期望波相同的正弦波，载波为频率比期望波高得多的等腰三角波，SPWM型逆变器控制方式有同步调制、异步调制、混合调制。
SPWM型逆变器的输出的基波频率取决于正弦波。
SPWM控制技术包括单极性控制和双极性控制两种方式。
5、调速系统的稳定性能指标包括调速范围和静差率6、供变压调速使用的可控直流电源有：旋转交流机组（G-M系统）、静止式可控整流器（V-M系统）与直流斩波器（PWM-M系统）或脉宽调制变换器。
7、典型I型系统与典型II型系统相比,前者跟随性能好、超调小，但抗扰性能差。
典型I型系统和典型Ⅱ型系统在稳态误差和动态性能上有什么区别？答：稳态误差：对于典型I型系统，在阶跃输入下，稳态时是无差的；但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与K值成反比；在加速度输入下稳态误差为∞。
逆变器的PWM控制
ωs
i i
F
图5-2b 两相交流绕组
图5-2b中绘出了两相静止绕组 和 ， 它们在空间互差90°，通以时间上互差 90°的两相平衡交流电流，也产生旋转磁 动势 F 。 当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速 都相等时，即认为图5-2b的两相绕组与图 5-2a的三相绕组等效。
（3）旋转的直流绕组与等效直流电机模型
t
实验一
第十周为实验课 使用工具matlab/simulink/simPowerSystems 仿真一个三相电压源型逆变器，控制方式采 用SPWM，负载可选三相对称负载或异步电 机。 实验报告上请说明电路参数选择、控制实现 方式，仿真结果分析过程等。
第四节 基于动态模型按转子磁链定向的 矢量控制系统 本节提要
SPWM原理
SPWM的原理为在控制电路中调制，在主电路中输出。在控制 电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin（调制信号） 加载于频率为fc幅值为Uc的三角波WΔ（载波）后，得到一个 脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波），用已调制波的高 低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即 可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的SPWM电压波形，SPWM 输入输出原理框图如下页所示：
正弦脉宽调制（ SPWM）输入、输出原理图
在控制电路中，一个频率为fr幅值为Ur的参考正弦波Wsin （调制信号）加载于频率为ft幅值为Ut的三角波WΔ（载波） 后，得到一个脉冲宽度变化的SPWM波Wspwm（已调制波）， 用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的 主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波Wspwm相似的 SPWM电压波形；
4. 可获得比常规六拍阶梯波更好的输出电压波形， 能抑制或消除低次谐波，使负载电机可在近似正 弦波的交变电压下运行，转矩脉动小，提高了系 统的性能。
运动控制期末复习
一、填充题：1. 运动控制系统由电动机、功率放大与变换装置、控制器及相应的传感器等构成。
2. 转矩控制是运动控制的根本问题，磁链控制与转矩控制同样重要。
3. 生产机械常见的三种负载是恒转矩负载、恒功率负载和平方率负载。
4. 某直流调速系统电动机额定转速1430/min N n r =，额定速降115/minN n r ∆=，当要求静差率30%s ≤时，允许的调速范围为5.3，若当要求静差率20%s ≤时，则调速范围为3.1，如果希望调速范围达到10，所能满足的静差率是44.6%。
5. 数字测速中，T 法测速适用于 低速，M 法测速适用于高速 。
6. 生产机械对调速系统转速控制的要求有 调速 、稳速和加减速 三个方面。
7.直流电机调速的三种方法是：调压调速、串电阻调速和弱磁调速。
8.双闭环直流调速系统的起动过程分为 电流上升阶段、恒流升速阶段和 转速调节 三个阶段。
9.单闭环比例控制直流调速系统能够减少稳态速降的实质在于它的自动调节作用，在于它能随着负载的变化而相应的 改变电枢电压，以补偿电枢回路电阻压降的变化。
1．恒压频比控制方式是指给异步电动机供电的电压和 频率 之比为常数。
10.异步电机基于稳态模型的控制方法有调压调速和变压变频调速；基于动态数学模型的高性能控制方法有FOC 和DTC 。
11.异步电动机变压变频调速控制特性曲线中，基频以下调速称为恒 转矩 调速，基频以上调速称为恒功率调速。
12.控制变频器逆变部分的常见的脉冲宽度调制技术有（1）以追求电压正弦为目的的SPWM 控制技术，（2）以追求电流正弦为目的的CFPWM 控制技术，（3）以追求磁链正弦为目的的SVPWM 控制技术。
13.转差频率控制的两个基本特点是：（1）定子电压和频率比协调控制保持空隙磁通恒定，（2）气隙磁通不变时，电磁转矩与转差频率成正比。
14.电磁耦合是机电能量转换的必要条件，电流与磁通的乘积产生转矩，转速与磁通的乘积产生感应电动势。
电力拖动与运动控制 第七章 7.3.1 按转子磁链定向的矢量控制系统
r2 1 2 ( ) Te 1 kTe 3n p Er
（6.3-18）
系计算 s ，然后计算 1 。
n
b
a：恒 U1 / 1 控制 b：恒 E g / 1 控制 c：恒 Er / 1 控制
r1
I1
L1 Ll1 Lm kl Lm
' I r2
a c
n0N
Ll1
Ir0
U1 (1 )
Eg
kl Lm
kl Er
r2' 2 kl s
o
Te
（2） 基于空间电流矢量的说明
以产生同样的旋转磁动势为准则， 异步电机通过三相-两相变换 可以等效成两相静止坐标系上的交流电流 i 和 i ， 再通过同步旋转 变换，可以等效成同步旋转坐标系上的直流电流 iM 和 iT 。 站到异步机旋转坐标系上，所看到异步机模型的便是一台与图 7.3.1(a)结构相同的直流电动机。
Lm isT 对于滑差频率 s ，由第 4 行 s 1 r Tr rM
（7.3-5）
rT 0
同时，由式（7.3-4）第 3 行有 rM
Lm isM Tr p 1
（7.3-6）
小结：
由图 7.3.2 可以得到以下结果： 假如实现转子磁链定向，则 ① 转子磁链 r 仅由定子电流励磁分量 isM 产生， 与转矩分量 isT 无 关，从这个意义上看，定子电流的励磁分量与转矩分量是解耦的。 式（7.3-6）还表明， rM 与 isM 之间的传递函数是一阶惯性环节，其 时间常数 Tr 为转子时间常数， 当励磁电流分量 isM 突变时， r 的变化 要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电动机励磁绕组的惯性作用是一 致的。 ② 电磁转矩 Te 是变量 isT 和 rM 的点积，即由式（7.3-3）表示。 由于 Te 同时受到变量 isT 和 rM 的影响，仍旧是耦合着的。
第三十一讲 电力拖动自动控制系统
• ①状态方程标准形式 • 将式（6-103b）代入式（6-112），消去ird 、
irq 、Ψ sd 、Ψ sq ，同时将（6-113）代入运动 方程（6-86），整理后即得
np d n Lm (isq rd isd rq ) TL dt JLr J
2 p
d rd 1 Lm rd (1 ) rq isd dt Tr Tr d rq 1 Lm rq (1 ) rd isq dt Tr Tr disd Lm Lm Rs L2 Rr L2 usd r m rd rq isd 1isq 2 dt Ls LrTr Ls Lr Ls Lr Ls
态变量为X=[ω Ψ
rd
Ψ
rq
isd isq]T
• 输入变量为U=[usd usq ω1 TL]
• 2、 ω—Ψs— is状态方程 • 同上，只是在把式（6-103b）代入式(6-112)
时，消去的变量是ird、irq、Ψ rd、Ψ rq，整理
后得状态方程为
2 np np d (isq sd isd sq ) TL dt JLr J
第三十一讲
要求： 1.掌握异步电动机在两相坐标系下的状态
方程； 2.掌握按转子磁链定向的矢量控制系统；
• 3、异步电机在两相同步旋转坐标系上的数
学模型
• 另一种很有用的坐标系是两相同步旋转坐
标系，其坐标轴仍用d，q表示，只是坐标 轴的旋转速度ωdqs等于定子频率的同步角转 速ω1。而转子的转速为 ，因此dq轴相对于 转子的角转速ωdqs=ω1-ω=ωs，即转差。代入 式（6-105），即得同步旋转坐标系上的电 压方程
给定 信号
~