全桥变换器
Full-bridge converter变换器
电气0810 赵玮08292053
题目：
设计一Full-bridge converter变换器。输出电压48V，功率为100W。其中：输入电压为直流48V~8V。
要求：
1.通过计算选参数把输出电压纹波Vp-Vp控制在2%之内。
2.主电路元器件的选用、控制芯片的选用、各种为改善电源质量的电磁兼容措施等，任由各位同学自己决定，但要说明选用的理由。
3. 要有：过压和欠压保护；短路保护；过电流保护措施
一、主电路工作原理及器件选择
1、全桥变换工作原理
全桥变换器的主电路如下图1所示，其主要工作波形如下图2所示。仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。
2、Full-bridge converter变换器结构
图1
3、全桥变换器工作波形
图2
4、参数计算和器件选择
1）变压器的选择
为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。为了降低输出整流二极管的反向电压，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为：
(max)sec(min)sec(max)o D LF
V V V V D ++=
其中：0(max)V 是最高输出电压，即均充电压；d V 是输出整流二极管
的通态压降；LF V 是输出滤波电感上的直流压降。取
(max)48(12%)49o V V =?+≈，d LF V =0.7V,V 1V =，所以sec(min)490.7163.3750.8
V V ++==，所以变压器原副边变比为
560.8963.375
K =≈，变比即为：K=0.89。 变压器铁芯选用的是铁基纳米晶合金铁芯，它具有高导磁率，低损耗和优良的温度特性，广泛应用于推挽或桥式高频大功率逆变电源和开关电流中。
2）输出整流二极管的选择
输出整流二极管是工作在高频状况下的，因此应选用快恢复二极管。
本实验所设计的电源，其变压器的副边采用全波整流电路，所以整流管的反向电压为(max)2/256/0.89126DR in V V K V ==?≈， 整流管流过的最大电流为100/48=2.1A ，因此可选用规格为200V/3A 的快恢复二级管。
3）输出滤波电容
输出滤波电容的计算公式为：
其中取100opp V mV ?= ，把各相关量代人公式得f C =320uF 。
4）输出滤波电感的计算
PWM DC/DC 全桥变换器的输出滤波电感值为：
式中LF V 为输出滤波电感上的直流压降(初步假定其为1 V)；d V 为
输出整流二极管的通态压降。把各相关量代人得
L=164uH。
f
二、控制电路
1、控制电路设计
2、驱动电路设计
驱动电路电源结构图
IGBT是电压驱动型的器件，在栅极和射极间加上驱动电压即可开通，该电压值一般选择15V左右，本电路选择15V 电压驱动。关断时，加上适当的反向电压，可以使IGBT迅速关断，为了提高IGBT的抗扰能力，选择12V电压作为关
断时的反向电压。
IGBT的驱动电路应具备两个功能：一，实现控制电路和被驱动的IGBT的栅极电隔离；二，提供合适的栅极驱动脉冲。隔离形式可以是脉冲变压器，微分变压器或者光电耦合装置，这里采用光耦隔离，为了降低电磁干扰，每路驱动信号都采用独立的电源来进行设计，电路如上图所示，采用L7815和L7912分别产生+15V和-12V电压为IGBT驱动电路供电。
驱动电路结构图
驱动电路的设计，由TLP250芯片构成，该芯片具有光耦隔离放大功能，驱动能力强，隔离电压高，响应速度快。每一路信号都采用独立的电源供电，有效避免了相互之间的电磁干扰，提高了系统的可靠性。IGBT栅极需串联一定的电阻，若该电阻较大，会使IGBT的开通和关断时间增大，则开通和关断损耗也增大；若该电阻较小，会造成IGBT的电流上
升率增大，同时门极所串联电阻上的损耗也增加。因此，栅极电阻的大小影响驱动波形的上升、下降速率，需要合理选择该电阻的大小，一般情况下，该电阻小于100 Ω。本实验中，栅极电阻选择20Ω大小的阻值。另外，IGBT的引线过长容易引起振荡，因此，在线路中，其电阻的接入应尽量靠近IGBT。整个驱动电路系统如上图所示。
3、过电流保护设计
芯片内有一个电流比较器，其同相端接电流检测端C／S+(pin 5)，反向端在内部接了个2.5V电压。当C／S+电压超过2.5V时，电流比较器输出高电平，使输出级全部为低电平，封锁输出，同时，将软起动脚的电压拉到0V，使输出级移相角为0°。当C／S+电压低于2.5V后，电流比较器输出低电平，开启输出，软起动电路开始工作。
4、欠压保护设计
芯片内具有欠电压封锁功能。发生欠电压封锁时，所有输出端均为低电平，一直到电源电压达到10.75门限值。为了提高欠电压封锁的可靠性，通常欠电压封锁门限制滞后1.5v，即当电源电压下降到9.25时，欠电压封锁电路仍工作。该器件还具有过电流保护功能，过电流故障发生后70ns内，全部输出级都能转入判断状态。过电流故障消除后，器件能重新开始工作。
三、电磁兼容措施
电磁兼容性设计主要是为了提高电源设备的抗电磁干扰能力和降低设备的电磁干扰，主要有两种方法：一是直接加入滤波器；二是利用电磁兼容理论进行设计及计算，使辐射出去的电磁能量尽量低。
1、尽量采用反向恢复时间短的整流二极管（如肖特基二极管）
以及在二次侧输出端采用缓冲吸收电路来改善震荡；或在开关管集电极回路串联LRCD网络，如下图是限制开关功率管变化速率常用的两种网络，其中图（b）中的电感L可限制集电极电流的上升速度，并联于L两端的RCD回路能防止电路引起振荡。
2、主回路选用软开关模式，特别是设计较大功率的电源时，
尽量避免采用硬开关模式，两者产生的电磁干扰存在明显的差异。
3、在输入和输出端采用滤波装置（包括电源滤波器和EMI
滤波器），EMI吸收磁环及高频去耦电容等措施。EMI吸收磁环不仅可以抑制信号线，电源线上的噪声和尖峰干扰，还可
以吸收静电脉冲。去耦电容可以吸收掉高频器件在电源板上引起的高频辐射噪声。
4、采用带屏蔽层的变压器，由于高频变压器设计的一个重要指标就是尽量减少它的漏磁通引起的对外辐射噪声，因此，除采取增强其耦合性的一些常规设计外还可在初次极间引起静电屏蔽层或整体进行电磁场屏蔽。
移相全桥
移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。
桥式直流PWM变换器仿真分析解析
黑龙江大学课程设计说明书 学院：机电工程学院 专业：电气工程及其自动化 课程名称：电力电子技术 设计题目：桥式直流PWM变换器仿真 姓名： 学号： 指导教师： 成绩：
目录 第一章课程设计的性质和目的 (2) 第二章课程设计的内容 (2) 第三章设计报告要求 (2) 第四章参考资料 (2) 第五章课程设计的题目 (3) 第六章课程设计的内容 (3) 6.1总体电路的功能框图及其说明 (3) 6.2单相桥式PWM逆变电路 (3) 6.3控制电路 (4) 6.4驱动电路 (5) 6.5缓冲电路 (6) 6.6双极性PWM控制方式 (6) 6.7单极性PWM控制方式 (9) 第七章心得与体会 (11) 第八章参考文献 (13) 附录：评分标准 (14)
一、课程设计的性质和目的 性质：是电气自动化专业的必修实践性环节。 目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 6、加深理解《电力电子技术》课程的基本理论； 7、初步掌握电力电子电路的设计方法。 二、课程设计的内容： 1、整流电路的选择 2、整流变压器额定参数的计算 3、晶闸管（全控型器件）电压、电流额定的选择 4、平波电抗器电感值的计算 5、保护电路（缓冲电路）的设计 6、触发电路（驱动电路）的设计 7、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图 8、用MATLAB进行仿真，观察结果 三、设计报告要求 依据“课程设计说明书”（电子文档）的模板格式撰写。内容应包括： 1、主电路设计说明 2、控制电路设计说明 3、仿真结果讨论（说明是否达到设计指标的要求） 4、附录：主电路和控制电路原理图 四、参考资料 电力电子技术教材及相关资料
全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器设计2
全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器设计 1、根据电路形式、输出电压电流、变压器效率计算变压器的传送功率。 2、确定工作磁感应强度、电流密度系数、窗口占空系数(利用率)、工作频率、波形因数。 3、计算功率面积乘积并据此选择磁芯，根据所选磁芯参数计算电流密度。 4、根据伏秒积计算原边绕组匝数；根据电压比计算副边绕组匝数。 5、根据功率和波形因数计算各绕组电流幅值。 1、变压器传送功率计算 o o o P I U =? o I P P η = 11t o I o P P P P η?? ? ??? =+=+ 2、功率面积乘积计算 对于全桥驱动，变压器的2m B B ?=。其中，0.15~0.25m B =，电流密度系数400J K =，窗口占空系数0.2~0.4Ko =，工作频率 20Z f KH = ，波形因数f K =。
1.16 411104o p J c m P A K A B f η???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? +?=???? 3、选择磁芯，计算电流密度 0.14()J p J K A -=? 4、原边和副边绕组匝数： 124p on p m c m c U t U D N B A B A f ??==??? 21s p U N N U = 5、原边和副边绕组电流幅值： 副边绕组电流幅值：2o I I D = o s s s s o o o s o s o s P U I U I D U I U U I I D I I D ==??=?=∴=?∴= 原边绕组电流幅值：o p p P I U D η=??
全桥变换器输出电压与输入电压关系推导 伏秒积产生磁通链： t t p p p c p p s s s c s s U N B A L I U N B A L I ??=?Φ=???=????=?Φ=???=?? 原边能量：()2 2 211222p on p on p p p p p U t U t L i L L L ?? ? ???????=??= 副边能量：()22 2 11222s on s on s s s s s U t U t L i L L L ?? ? ??? ????=??= 两边相等：()( )22 22p on s on s s p p p s U t U t U N U N L L ??= ?== 结论：正激变换器输出与输入的电压比等于副边与原边的匝数比 全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器A P 公式推导 伏秒积产生磁通链： 222p on p p p m c T D U t U D U N B A f ?=??=?=?? 得原边匝数和副边匝数： 4p p m c U D N B A f ?= ?? 由于 p s p s U U N N =，故： 4s s m c U D N B A f ?= ?? 窗口中包含的总电流为：
移相全桥零电压开关PWM设计实现
题目：移相全桥零电压开关PWM设计实现
移相全桥零电压开关PWM设计实现 摘要 移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。 关键词：移相全桥；零电压；DSP
Phase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design and Implementation ABSTRACT Phase-shifted full-bridge circuit has the advantages of simple structure, easy to constant frequency control and high-frequency resonant circuit constituted by the leakage inductance of the transformer and the parasitic capacitance of the power switching devices, to reduce the stress of the switching devices, switching loss is reduced,which widely used in high-power occasion. In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of
直流变换器开题报告汇总
开题报告 一背景 直流变换器是一种将模拟量转变为数字量的半导体元件。按功能可分为:升压变换器、降压变换器和升降压变换器。在燃料电池汽车中主要采用升压变换器。变换器首先通过电力电子器件将直流电源转变成交流电(AC),一般称作逆变,然后通过变压器(升压比为1∶n)升压,最后通过整流、滤波电路产生变压后的直流电,以供负载使用. 直流转换器与一般的变换器相比，具有抗干扰能力强、可靠性高、输出功率大、品种齐全等特点，用途广泛，输入输出完全隔离，输出多路不限，极性任选。宽范围输入变换器是专为满足输入电压变化范围较大场合需要而开发的一种直流稳压电源,其输入直流电压可以在DC100V-375V宽范围内变动而保证输出电压的稳定性.此外,这种电源体积小,重量轻、保护功能完善,具有良好的电磁兼容性。本身具有过流、过热、短路保护。多档输出的变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。该变换器分为军用、工业及商业三个品级，在诸如通信机房、舰船等蓄电池供电的场合极为适用。直流—直流变换器(DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式样,在系统中损坏 时可以卸下更换。目前,它正从低技术、元器件型转向高技术、插件(Building black)型发展。系统设计师在开始方案设计阶段就要考虑系统究竟需要什么样的电源输入、输出?DC/DC变换器作为子系统的一个部件,应该更仔细地规定它的指标以及要付出多少费用。有趣的是,全球声称可供给军用DC/DC变换器的厂家超过300家,但却没有两
种产品是相同的,这给系统设计师选用该产品时造成困难。设计师们考虑的最重要的事是:对产品的性能价格比进行综合平衡,决定取舍。需求和市场决定制造厂的发展战略目前,对制造厂家而言,面临着要求降低噪声、减小尺寸以及提高功率和效率的挑战和市场竞争。现扼要介绍几家公司的做法。当今,在任何一个计算机系统中,各种电源都是以插件形式出现的。供应厂商均按用户的要求作相应改动以适应需求。DC/DC直流变换器的军品市场占很大比重,但增长缓慢。分析家们预测:到1996年,DC/DC变换器最大市场将是计算机和通信领域。 美国InterPoint公司的研究开发战略是:针对军用及宇航系统应用,提供一种更便宜、功率更大、性能更好的产品,它们比现有DC/DC 变换器有全面改进。预计今后几年的实际问题仍是产品价格。采用模块化方法可以降低成本,同时提高DC/DC变换器输出功率。一些应用系统要求功率高达2KW,如果采用200W的产品去构建系统,至少要10～12个产品,既麻烦也影响系统可靠性。该公司认为必须研制出功率比200W大2～3倍的大功率电源,而且单件成本控制在1.3～1.7倍才合适。 模块化方法,可以通过消除非重复工程成本(NRE)使系统成本降低。这种模块化的器件也是分布式供电系统的基本构件。鉴于分布式供电比集中供电系统有更多优点,而绝大多数应用系统要求在母线级上直流电压要分别供给不同逻辑电路各种电压,例如+5V、+12V、+3.3V 等等。一些厂家利用板级(on-Card)DC/DC变换器来实现,另一些供应商则把几种输出合在一起,把电源放在靠近需要供电的电路板上。
ZVS移相全桥变换器设计
Z V S移相全桥变换器设 计 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]
电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875
分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计
上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1.1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间; (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数; (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻; (4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析 (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。
全桥变换器主电路分析
全桥变换器主电路分析 王振存 2006.04 1.电源概述 本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。 2. 输入整流滤波电路的设计 电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。 图 1 对图中元件说明如下： D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻； R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容； KA：接触器，C8直流母线滤波电容： 为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。 输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低
交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量： ● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ； ● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝?; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω== 76.350000 8.4332 L R ; ● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容F C μ265076 .301.0== ； 3. 全桥逆变电路工作状况分析 3.1 工作模态分析 电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。 LD R V 图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。 在t0时刻，对应于图3（a ）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压
ZVZCS移相全桥软开关工作原理
ZVZCS移相全桥软开关工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部k 导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1 位电容Cc充电。输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。
图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图 由上图可以得到如下方程： p Cc o s k dI V V V L n n dt = ++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4) Cc c c dV I C dt =- (3-5) 由(3-3)式得： 2p Cc k d I dV nL dt dt =- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得： 22 p c c k d I I nC L dt = (3-7) 将(3-7)式代入(3-4)式得： 22 2 p p c k o d I I n C L nI dt += (3-8) 解微分方程： 22 2p p o c k c k d I I I nC L dt n C L + = (3-9) 其初始条件为： (0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10） 代入方程解得： ()sin s o p o k V V n I t t nI L ωω -= + (3-11) ()sin p s o c o k I V V n I t I t n nL ωω -=- =- (3-12)
10kW移相全桥ZVS设计
10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计 摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主 变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言 在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。 2 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。 图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。
IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项
IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项 摘要:三相全桥技术具有应用广泛,控制方便,电路简单等特点,因此,广泛应用于逆变电源,变频技术,电力电子等相关领域,但其功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与电路的可靠性紧密相关,如MOSFET的驱动电路设计不当,MOSFET很容易损坏,因此本文主要分析和研究了成熟驱动控制芯片IR2181S组成的电路,并设计了具体的电路,为提高MOSFET 的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。关键 词:IR2181S驱动芯片;MOSFET;全桥电路;自举电路设计;吸收电路IR2181S的结构和驱动电路设计IR2181S是IR公司研发的一款专用驱动芯片电其内部结构参考图1:主要由:低端功率晶体驱动管,高端功率晶体驱动管,电平转换器,输入逻辑电路等组成。IR2181S优点是可靠性高,外围电路简单。它驱动的MOSFET高压侧电压可以达到600V,最大输出电流可达到1.9A(高端)2.3A(低端)。具体设计电路时如将MOSFET或IGBT 作为高压侧开关(漏极直接接在高压母线上)需在应用的时候需要注意以下几点: (1)栅极电压一定要比漏极电压高10-15V,作为高压侧开关时,栅极电压是系统中电压最高的。(2)栅极电压从逻辑上看必须是可控制的,低压侧一般是以地为参考点的,但在高端是就必须转换成高压侧的源极电位,相当于将栅极驱动的地悬浮在源极上,所以在实际应用中栅极控制电压是在母线电压之间浮动的。(3)栅极驱动电路吸收的功率不会显著影响整个电路的效率。图2是以IR2181S驱动芯片设计的三相全桥电路: 图2中应用到三个IR2181S驱动芯片每路驱动一组桥臂,提供高端和低端两路驱动信号(HO*,LO*),以第一路桥臂为例(其它同理):IR2181S输入是由DSP或其他专用驱动信号发生芯片产生的高端和低端两路驱动信号,经过2181输出同样也为两路,但经过2181内部处理后输出的信号和输入控制信号完全隔离,输出电流可以达到2A,上图中IR218S低端输出(LO1)驱动下管的信号是以直流母线侧负端为参考点,输出信号幅值大概在15V左右满足MOSFET开通要求。高端输出是以U1为参考基准,电位浮在母线上,当上端开通时IR2181S通过自举电路 (C4,C5)将电压举升到栅极开启电压值。其电压值约为: UG=U母线 15V 上述电路中(以Q2为例)电容C4,C5和自举二极管组成的泵电路,其中自举电容和自举二极管等参数都是要经过精密计算的,其工作原理和计算方法如下: (1)工作原理:当电路工作时Vs被拉倒地(输出接负载) 15V通过二极管给自举电容C4,C5充电也因此给Vs一个工作电压满足了电路工作。(2)参数设计:计算电容参数时应考虑到以下几点, ①MGT栅极电荷; ②高压侧栅极静态电流; ③2181内部电平转换电路电流; ④MGT G和S 之间的电流。(备注:因自举电路一般选择非电解电容设计时电容漏电流可以忽略。) 此公式给出了对自举电容电荷的最小要求; Q=2Qg Iqbs/f Qls Icbs/f 注:Qg为高端MOSFET栅极电荷。 f为系统工作频率。 Icbs为自举电容漏电流(本电路为非电解电容可忽略不计)。Qls为每个周期内电平转换电路对电荷的要求。(500/600V IC 为5nc 1200V IC为20nc)。Iqbs为高端驱动电路静态电流。上述计算的电荷量是保证芯片正常工作的前提条件,只有保证自举电容能提供足够的电荷和稳定的电压才不
1KW移相全桥变换器设计
课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录
一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16)
一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。
移相全桥大功率软开关电源的设计
移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方
全桥变换器
Full-bridge converter变换器 电气0810 赵玮08292053 题目： 设计一Full-bridge converter变换器。输出电压48V，功率为100W。其中：输入电压为直流48V~8V。 要求： 1.通过计算选参数把输出电压纹波Vp-Vp控制在2%之内。 2.主电路元器件的选用、控制芯片的选用、各种为改善电源质量的电磁兼容措施等，任由各位同学自己决定，但要说明选用的理由。 3. 要有：过压和欠压保护；短路保护；过电流保护措施
一、主电路工作原理及器件选择 1、全桥变换工作原理 全桥变换器的主电路如下图1所示，其主要工作波形如下图2所示。仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。 2、Full-bridge converter变换器结构 图1
3、全桥变换器工作波形 图2 4、参数计算和器件选择 1）变压器的选择 为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。为了降低输出整流二极管的反向电压，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为： (max)sec(min)sec(max)o D LF V V V V D ++= 其中：0(max)V 是最高输出电压，即均充电压；d V 是输出整流二极管 的通态压降；LF V 是输出滤波电感上的直流压降。取 (max)48(12%)49o V V =?+≈，d LF V =0.7V,V 1V =，所以sec(min)490.7163.3750.8 V V ++==，所以变压器原副边变比为
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、
带飞跨电容的三电平全桥直流变换器输入中点电压的自平衡分析
2018年9月电工技术学报Vol.33 No. 18 第33卷第18期TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Sep. 2018 DOI: 10.19595/https://www.360docs.net/doc/8710554443.html,ki.1000-6753.tces.171245 带飞跨电容的三电平全桥直流变换器 输入中点电压的自平衡分析 刘朋陈昌松段善旭 （华中科技大学电气与电子工程学院强电磁工程与新技术国家重点实验室武汉 430074） 摘要输入中点电压平衡问题通常是三电平拓扑的研究重点，但是在现有的文献中针对三电平全桥（TLFB）直流变换器的输入中点电压平衡问题还没有深入分析。针对TLFB直流变换器，给出其详细的模态分析，进而揭示其中点电压偏移的原因，并说明飞跨电容能带来中点电压自平衡的功能。首先通过对比无飞跨电容的三电平半桥（TLHB）和TLFB变换器的供电模态，指出在对管关断不一致的情况下，TLFB电路也会出现单个分压电容提供负载电流的模态，从而导致输入中点电压偏移；之后针对带飞跨电容的TLFB电路进行模态分析，证明即使在对管关断不一致的情况下，飞跨电容的引入能极大缓解中点电压的偏移，从而实现自平衡；最后分析稳态情况下偏移电压的影响因素，推导带飞跨电容的TLFB电路中点电压稳态误差的数学表达式，该表达式能够对TLFB变换器中飞跨电容的设计提供理论指导。通过仿真和实验验证了所提方法的有效性。 关键词：三电平全桥直流变换器中点电压平衡飞跨电容 中图分类号：TM46 Self-Balance Mechanism Analysis of the Neutral Point Voltage in Three-Level Full Bridge DC-DC Converter with Flying Capacitors Liu Peng Chen Changsong Duan Shanxu （State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology School of Electrical and Electronic Engineering Huazhong University of Science and Technology Wuhan 430074 China） Abstract The balance of the neutral point voltage is always an important issue for the three-level topologies, but the deep analysis about the neutral point voltage balance in the three-level full bridge (TLFB) DC-DC converter has not been provided in publications. Focusing on the TLFB converter, this paper provides the detailed mode operation analysis of the converter and reveals the cause of the unbalanced neutral point voltage. Moreover, the mechanism of the self-balance ability brought by the flying capacitors is explained in detail. First, the supply modes of three-level half bridge (TLHB) and TLFB converters without flying capacitors are compared. It is pointed out that in the case of inconsistent turn-off of the diagonal switches, an individual input capacitor will have to provide the load current, resulting in an offset of the neutral point voltage. Then the detailed mode operation of TLFB with flying capacitor has been provided when the diagonal switches turn off inconsistently, which proves that flying capacitors can relieve the drift of the neutral point voltage and further achieve the self-balance of the neutral point voltage. At last, the influence factor of the voltage drift in steady 国家自然科学基金（51477067）和光宝电力电子技术科研基金（PRC20161047）资助项目。 收稿日期 2017-08-29 改稿日期 2017-11-18