高效率双管正激变换器的研究 开题报告要点

高效率双管正激变换器的研究

一、课题来源、意义、目的、国内外概况与预测

如何提高电能的利用率一直是电力电子领域最为重要的研究方向，而且必将成为未来该领域研究热点，并在某种程度上决定电力电子技术未来的兴衰命运。

DC/DC 变换技术一直是开关电源技术的重点，也是开关电源技术发展的基础。DC/DC 变换是开关电源的基本单元，其他各种形式的变换电路都是DC/DC 变换电路的演变。DC/DC 变换技术的发展伴随着开关电源技术发展，也是发展最快的电源变换技术之一。所以，研究高效率DC/DC 变换器对电力电子技术的发展具有重要意义。

在各种隔离式DC/DC 变换器中,单管正激变换器由于具有电路结构简单、成本较低、输出电流大、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合，更成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但由于主开关管电压应力较大而不适合输入电压高的场合。

传统双管正激变换电路使得正激电路的主开关电压应力减小了一半左右，但是受复位机制的限制，它的工作占空比只能小于0.5，不适合电压范围较宽的场合。且开关管工作在硬开关状态下，开关损耗大，在不断追求高频化的今天，显得不合时宜。

本着最大可能提高电路效率的原则，本文着重研究了一种高效率双管正激变换器。

目前，通常采用的磁复位方法主要有以下几种：

(1) 采用辅助绕组复位；

(2) 采用RCD 复位；

(3) 采用LCD 复位；

(4) 采用谐振复位；

(5) 采用有源钳位复位。

1、辅助绕组复位正激变换器

V

O

V

图一所示的单端正激变换器的隔离变压器有三个绕组：一次绕组1N 、二次绕组2N 和去磁绕组3N 。在on T 时间内，T 导通，2D 导通，1D 、3D 截止，电源向负载传递能量，此时，磁通增量为11(/)(/)D on D S V N T V N DT ?Φ=?=?，输出电压为21/o D v N N V =?。

在随后的off T 时间内，T 阻断，2D 截止，1D 导通续流，3D 导通向电源回馈能量。如果在整个off T 时间内，3D 都导通，则磁通的减少量最大值为3(1)/D S V D T N '?Φ=-，输出电压为0o v =,此时开关管T 两端的反压为13/D D V N N V +?。

为了使磁通完全复位，'?Φ≤?Φ，即113/D N N N ≤+,变换器输出直流电压平均值为21/D N N DV ?。

采用复位绕组法实现了变压器磁化能量无损地回馈到电网中去,其不足是:①功率开关承受两倍的电源电压应力;②占空比D <0.5,不适合宽输入电源电压场合;③复位绕组使变压器结构复杂化;④需加RC 缓冲网络抑制变压器漏感引起的功率开关关断电压尖峰。

2、RCD 钳位正激变换器

阶段一:功率开关开通,整流二极管1D 导通、钳位二极管C D 和续流二极管2D 截止; 阶段二:功率开关关断,2D 将开通,1D 中电流逐渐减小,2D 中电流逐渐增大,S C 近似地看成由负载折算到原边的电流线性充电;

阶段三:Cs U 上升到i U ,1D 关断,2D 导通,S C 继续由励磁电流充电,一直到阶段结束时Cs i Cc U U U =+;

阶段四:C D 开通,Cs U 保持在i Cc U U +值上,变压器原边电流即励磁电流以线性下降到零;

阶段五:励磁电流衰减到零,C D 关断,励磁电感m L 与C C 开始谐振;

阶段六:Cs i U U =,1D 开通,励磁电流通过1D 流动而保持恒定,这段死区时间变压器端电压为零。

采用RCD 钳位的磁复位方式的单端正激变换器结构简单，成本低廉，占空比大于0.5，主开关管的电压应力较低，不需要辅助开关管。但是，由于在复位电路中的钳位电阻消耗能量，使得变换效率变得很低。在一些对效率要求不高或对成本要求严格的电源中，通常应用

RCD 钳位的变换器。

3、LCD 钳位正激变换器

V

O

V 阶段一：开关管导通,4D 导通，由于电感L 的作用,使得开关管的电流开始缓慢上升,开通损耗大幅度减小,电容C 开始储能，电压开始上升至电源电压D V ；同时,2D 导通,1D 截止,变压器向负载传输能量。

阶段二：开关管关断，此时开关管两端的电压为电源电压减去电容两端电压为零，由于感抗的存在,一次侧电流不能立即变化,于是,流经电容

C 和二极管3

D ,此时电容开始放电，电压开始缓慢变化直到改变极性，这样限制了开关管两端电压的增长速率,以便使开关管的关断损耗大幅度减小。

阶段三：当一次侧电流下降到零时，电容反向充电到最大值，接下来电流反向，电容开始放电，能量反馈回电源。

无损LCD 缓冲网络技术可将磁化能量和漏感能量返回到电网中,保证了变换器高效率;但该技术在开关频率30s z f kH =时便暴露出其缺点,其原因是过大的LC 谐振电流增加了功率开关导通损耗,因此它通常应用在20s z f kH =场合。

4、谐振复位正激变换器

阶段一：开关管1Q 开通阶段,流过整流二极管1D 的电流增加,续流二极管2D 的电流减小,励磁电流开始线性上升,阶段一结束时,2D 的电流减小到零,由1D 代替2D 给负载供电。 阶段二：阶段二为功率输出阶段,能量通过变压器由输入电源传送给负载。励磁电流继续上升。

阶段三：阶段三为开关管1Q 关断阶段，开关管的结电容S C 被充电,续流二极管的结电容放电。阶段三结束时刻,续流二极管2D 自然导通。

阶段四：在此阶段中,变压器漏电感上存储的能量继续给S C 充电。阶段四结束时刻,变压器漏感上的能量全部传递到S C 上。由于阶段四的时间很短,可以认为励磁电流基本不变。 阶段五：阶段五为磁复位阶段,在此阶段中,励磁电感m L 与结电容S C 谐振工作。结电容上储存的能量回馈给电源和变压器电感,完成磁复位。

阶段六：阶段六为死区阶段,在此阶段中,1D 和2D 同时导通,副边绕组被箝位在零位,因此原边绕组电压也为零,变压器的励磁电流保持不变。

谐振复位法的主要优点是不需要任何附加的磁复位元件，而是直接通过励磁电感和主开关管的寄生电容就可以实现变压器复位。该复位方法所需要的元器件最少，因此采用该复位方法的正激变换器体积小。在变换器体积相对要求严格的分布式电源中得到广泛应用。同时变压器励磁电流可沿正负方向流动提高了磁心利用率，其工作的最大占空比可以大于0.5。但是和RCD ,附加绕组复位一样存在死区的问题。

5、有源钳位正激变换器

V O

V

阶段一：主开关管1T 导通,此时,2D 导通,3D 截止,变压器向负载传输能量。

阶段二：1T 关断,变压器一次侧电流对电容2C 充电,当2C 上的电压达到电源电压D V 后,2D 关断,3D 导通,变压器二次侧电流降至零。2C 上的电压继续上升,当达到钳位电压3D 时,3D 导通,一次侧电流开始给钳位电容1C 充电,直至下降到零。辅助开关管2T 应在3D 导通期间开通以实现零压导通。

阶段三：2T 导通,当3D 上流过的正向电流下降到零后,电容1C 通过2T 放电,变压器一次侧电流由正值变为负值。

阶段四：2T 关断,谐振电容2C 放电,其初值等于1C 放电电流的终值。谐振电容2C 、电源D V 和变压器励磁电感(包含变压器漏感)形成有初值的LC 谐振回路。如果1C 上的电压能谐振到零,并在此时刻使导1T 通,则可实现主开关管1T 的零压导通。

通过对有源钳位正激变换器工作原理的分析可知，有源钳位正激变换器的优点是：

（1） 主开关和钳位开关均可实现零电压开通；

（2） 主开关电压被钳住，一周期内小于或等于电源电压与钳位电容电压之和，减小了电

压应力；

（3） 变压器磁心可靠自动磁复位，无须另加复位措施；

（4） 变压器励磁电流可沿正负方向流动，磁心工作于磁化曲线第一和第三象限，提高了

磁心利用率；

（5） 占空比可大于0.5。

和其他无源钳位（RCD 钳位或谐振钳位）正激变换器相比，复位时间更短，电压利用率更高，主开关管电压应力更小，效率可提高6％～10％。

二、预计达到的要求、技术指标、预计技术关键、技术方案和主要实验研究情况

1. 预计达到的要求及技术指标

输入电源：300±50V

输出电压：24V

输出电流：10A

开关频率：100kHz

效率：85％以上

2. 预计技术关键和技术方案和主要实验研究

通过对以上单管正激电路的复位方式的比较，有源钳位技术有着其明显的优越性，将这种十分成熟的复位技术应用到传统双管正激电路中，即演变出一种宽范围双管变换电路，称之为有源钳位双管正激变换电路。该电路结合了有源钳位技术和双管正激的优点，实现了最大工作占空比能够大于0.5的优点，而且功率开关管的电压应力较小。

V o V +-

V o V +-

阶段一：能量传递

主开关管导通（由后面的分析可知，此时主开关管的体二极管导通，因此为ZV 开通），钳位开关管关断，能量从输入端传送到输出端。

V o V +-

阶段二：谐振

主开关管关断（其结电容电压为零，为软关断），两个主开关管的结电容与变压器励磁电感谐振，电容电压上升至2

S V ，励磁电流达到最大正值，之后，励磁电流开始下降，继续对两个主开关管结电容充点，变压器两端电压反向。

S V

o V +-

阶段三：钳位

当结电容电压上升到2

S C V V +时，钳位开关管的体二极管导通，此时使钳位开关管开通即为ZV 开通，励磁电流逐渐减小到零后，开始反向变大，钳位电容先充电，后放电。

V o V +-

阶段四：谐振

钳位开关管关断，主开关管结电容与变压器励磁电感再次谐振，电容电压下降，当下降至2

S V 时，励磁电流达到反向最大，结电容电压继续下降，变压器原边绕组存在正偏电压，使副边两个二极管同时导通，磁化能量可能被转移输出，但由于变压器漏感可有效延滞该转移，结电容电压可被泻放至零，此后，主开关管体二极管导通为反向的励磁电流提供回路，并等待主开关管重新导通。

（1） 占空比的确定

根据一个周期内滤波电感上伏秒值相等可知，

()s o on o off V V t V t N

-= 又 on off T t t =+

可得 s on s o V t V D V NT N

== (1) 当主开关管开通时，变压器原方绕组所承受的电压为S V ,截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容C 上的电压C V ,假设C 足够大，则在主开关管截止期间，可以认为C V 保持不变，则根据伏秒值相等可以得到:

S on C off V t V T =

则 1C S D V V D

=- (2) 主开关管上承受的电压应力为：

1S ds S C V V V V D

=+=- 为了保证输入电压最大和最小时，主开关管上承受的应力相等，可得

min max max min

11S S V V D D =-- (3) 由式（1）可知：max min o NV D V = min max

o NV D V = （4） 综合式（3）（4）可得：

max min max min 3502506()24(350250)

S S o S S V V N V V V ?==≈+?+ max min 6240.576250

o NV D V ?=== min max 6240.411350o NV D V ?=

== （2） ZVS

开关频率提高后，可以减小变压器及滤波电路的体积，但同时也会带来大的开关损耗，有源钳位突出的一点优势，是能够实现主开关管和钳位开关管的零电压开通。

首先，合适的钳位电容和变压器一次侧电感参数，是实现ZVS 的一步，变压器一次侧电感对零压软开关范围影响很大,太小则不能实现小电流时的软开关,太大则影响最大输出功率,因此应根据输出电流调节范围选择恰当值;

其次，根据有源钳位正激变换器的工作原理可以知道，当一次测电感和钳位电容参数确定后，欲使得主开关管实现ZVS 导通，还应合理设计阶段四中钳位开关管关断至主开关管开通的延迟时间。

当钳位开关管关断后，激磁电感m L 与结电容，进行谐振，延迟时间必须大于1/4个谐振周期，这样结电容上的电压才会谐振至零,即

t≥

2

t，可另一方面，阶段二中，合适的选择从主开关管关断至钳位开关管开通的延迟时间

1

t的范围比较宽,确定起来也就比较简单,只要保证在以使得钳位开关管也实现零电压导通，

1

主开关管关断后结电容充电到钳位电压使钳位开关管导通即可。

（3）副边整流续流二极管

为了减小副边整流续流二级管的导通压降，采用肖特级二极管（SBD），如果为了进一步提高效率，也可采用自驱动式同步整流。

（4）高频变压器

高频变压器是整个电路中十分重要的一个环节，它对整个电路效率的影响也是很大的。可采用，PCB平面变压器(PCB Planar Transformer)这种变压器采用平面的RM或El型铁氧体磁芯，选用高频功率铁氧体材料制成，在500～700千赫兹高频下有低的磁芯损耗。在绕组结构方面，由于高频集肤效应影响和要求通过大电流，普通的绕线技术己不能适应。新设计的绕组采用多层印刷电路板叠合而成，这种设计有低的直流电阻、低的漏感和分布电容，可满足设计要求;而由于RM型磁芯良好的磁屏蔽，可获得抑制射频干扰的良好效果。

三、课题研究进展计划

2005年9月～2005年12月查阅文献

2006年1月～2006年3月主电路设计及参数计算

2006年4月～2006年5月电路仿真及参数修改

2006年6月～2006年8月PCB板制作及试验测量

2006年9月实验结果分析及论文撰写

四、现有条件、人员及主要设备情况

人员：

主要设备：计算机一台

万用表一台

示波器一台

电子元件若干

五、需要添加的主要设备仪器

正激电路、钳位电路常用元器件及芯片

六、经费概算及来源

自筹

七、承担单位和主要协作单位及分工

八、指导老师评语

参考文献

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