双路输出正激式DC／DC变换器的设计

第ｌ０卷第５期　２０ｏ８年５月　蘧簖雾　ＶｏＩ．１０　Ｎｏ．５　Ｍａｙ．２００８　

双路输出正激式ＤＣ／ＤＣ变换器的设计　刘煜娣　ｆ中国电子科技集团公司第四十三所，安徽合肥２３００２２）　

摘　要：介绍了一种双路输出正激式ＤＣ／ＤＣ变换器的电路工作原理，给出了该变换器中控制　回路、双路输出等关键部分的设计过程以及变压器等主要元器件的选用和设计方法。　关键词：电流型ＰＷＭ；变压器；磁复位；整流管　

Ｏ　引言　开关电源以其高效率、小体积等优点已获得　了广泛应用。而转换器是开关电源中最重要的组　成部分，转换器有５种基本类型：单端正激式、　单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。　在所有的ＤＣ／ＤＣ隔离变换器中．正激变换器是低　电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。由于正　激变换器使用无气隙铁心，电感值高，原边和负　边峰值电流小。铜损小，所以变压器利用率较　高，输出效率也很高；其次，正激变换器中输出　电感器和续流二极管的存在，也可以有效衰减纹　波电流。为此，本文介绍了一种采用单端正激式　结构设计的双路输出（±６　Ｖ，１．５　Ａ１　ＤＣ／ＤＣ变换　器的设计过程。　

１　电路工作原理　本变换器的电路原理框图如图１所示。当直　流输人电压经过滤波电路进人辅助电源后，即由　辅助电源给控制器供电，然后在控制器作用下．　用开关管控制电流的通断以形成高频脉冲电流．　再经高频变压器，使其在输入为高（开关管接　通）时整流二极管导通，从而使串联电感为充电　状态，最后经滤波电路向负载传送能量并输出直　流电压；相反，在输人低电平（开关管断开１时．　电感为放电状态，电路将通过续流二极管继续向　负载释放能量，并输出直流电压。为了保持电压　稳定，两路输出电压经取样、隔离反馈电路送到　

收稿日期：２００８—０３—１３　

控制器后将使输出脉冲宽度随输出电压的变化而　变化，从而稳定输出电压。由于变压器原边绕组　通过的是单向脉动电流，为避免磁性饱和，确保　励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值，　设计时必须使变压器的铁芯磁性复位。　

传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制　（ＰＷＭ１技术，而近年来，电流型ＰＷＭ技术得到　了飞速发展，本设计采用电流型控制器ＵＣ１８４３　来实现控制回路。ＵＣ１８４３工作频率可达５００　ｋＨｚ．　并它具有大电流推拉式输出，低启动工作电流等　特点。电路中在开关管通断瞬间．必须供给栅极　较大电流，并对栅源极间电容进行快速充放电，以　使开关管高速工作。ＵＣ１８４３的输出级为图腾柱　式，输出电流为１　Ａ。它不必增加任何外围电路．　就可将其直接接到开关管的栅极。并驱动ＶＭＯＳ　管高速工作。ＵＣ１８４３具有精度高、电压稳定、　外围电路简单优点。相比电压型ＰＷＭ。电流型　ＰＷＭ具有更好的电压调整率和负载调整率．系统　的稳定性和动态特性也有明显的改善。　

３双路输出设计　本设计中的双路输出部分电路如图２所示。　Ｗ／．Ｏ＇ｔＯ．ｅｃｄ￣ｃｌｌ，２００８．５电子元器件盔用　５３　

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Ｍａｖ．２００８　

图２输出部分电路　由于该电路要求对称输出．故将正负两路输出滤　

波电感Ｌ１、Ｌ２绕制在同一磁芯上．并采用双线并　绕的方法来保证Ｌ１、Ｌ２电感量完全相同。线路在　接人方法上采用了差模相位关系．这种连接方法　可使２路输出电流的变化量相互感应，从而在一　定程度上改善２路输出的调整率。　其次。也可将采样比较器Ｒ１、Ｒ２直接跨接　到正负电源的输出端上。本设计的逻辑“地”不　是电源的输出地。而是以负电压输出端作为采样　比较和基准电压的逻辑“地”电位．这样，采样　误差将同时反映出正、负２路输出的电压精度变　化。并对正、负２路同样存在有反馈作用，以在　很大程度上改进２路输出的调整率。　４变压器设计　开关电源的设计主要分为两部分。一是电路　部分的设计．二是磁路部分的设计。开关电源变　压器是高频开关电源的核心元件。必须进行合理　设计才能达到理想效果。一般情况下，开关电源　变压器的选用原则如下：　（１１要有较高的饱和磁通密度Ｂ。和较低的剩　余磁通密度Ｂｒ。以减少变压器的匝数和铜损。　（２１在高频率下应有较低的功率损耗；因为　变压器高频工作时会发热而造成磁心损耗，从而　影响电源输出效率。造成波形畸变等不良后果。　（３１适中的磁导率；不同的相对磁导率适合　于不同的工作频率，比如相对磁导率为２０００的材　料。其适用频率在３００　ｋＨｚ一５００　ｋＨｚ。　（４１较高的居里温度；居里温度是使磁性材　料失去磁特性时的温度。居里温度值过低．高温　工作时会使磁心的饱和磁通密度严重跌落．从而　影响正常工作。　为此，本电路根据工作频率、输出功率、模　块体积等要求．选用磁心规格为ＰＣ４０一Ｐ１　１／ＴＺ一５２Ｈ　的ＴＤＫ磁性材料。其参数见表１所列。　实际绕制变压器时。先根据计算所得的变压　器匝数比。以绕满罐为原则来绕制变压器．再在　电路中根据输出效率要求和工作电压范围。来观　察开关管漏极上的电压波形。并对变压器匝数进　行适当调整。事实上。当电源初次级匝数比增大　时。电源效率会提高。但电源正常工作最小输入　电压也会升高。电路的工作范围变窄；而当电源　初次级匝数比减小时。电源正常工作最小输入电　压降低。电路的工作范围变宽。但效率会降低。　图３给出了不同匝数比时漏极上的电压波形：　其中图３（ａ）是变压器初次级匝数比为８：７：７，　初次级电感量比为１１０：９５。：９５的波形，此时的电　路输出效率为７５％，最小输入电压为１４　Ｖ；　图３　ｆｂ１是变压器匝数比为１０：７：７，初次级电　感量比为１８０　：９５　：９５　时的电压波形，此时的电　路输出效率为７８％。最小输入电压为１６Ｖ　图３（ｃ１是变压器匝数比为１３：７：７，初次级电　

（ａ）匝数比为８：７：７初次级电感比为１１０：９５：９５（　Ｈ）　（ｂ）匝数比１０：７：７电感比为１８０：９５：９５【　Ｈ）　（ｃ）匝数比８：７：７，电感比　２４６：９５：９５（　Ｈ）　图３不同匝数比时的电压波形　

表１　ＴＤＫ的ＰＣ４０　Ｐ１１／７Ｚ一５２Ｈ参数列表　

５４　电子元器件主用　２００８．５　．ｅｃｄａ．ｃｎ　

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感量比为２４６１ｘ：９５１ｘ：９５１ｘ时的电压波形，此时的　电路输出效率为８１％。最小输人电压为２０　Ｖ　由此可见，匝数比增高，效率逐渐提高，但低　端电压逐渐上升，工作范围变窄。本设计最后确　定的初次级匝数比１１：７：７，电感量为２００：９５：　９５．效率为８０％。　

５磁复位设计　本电路中变压器的工作方式为单端正激式，　变压器磁心工作在磁滞回线的第一象限，如图４　所示，为了确保变压器在磁化曲线的线性区工　作，设计时应在开关功率管截止期间将高频变压　器复位，并使增长的磁通和减小的磁通平衡，以　防止变压器磁芯饱和。　＋Ｂ　Ｂｓ　…Ｉ　一　｜。　Ｂｒ……　－　，　一　一　．Ｂ，　『　Ｈ　图４　单端正激运行的Ｂ—Ｈ范围　本电路在次级整流管两端并联了一个如图５　所示的ＲＣ网络，以实现磁复位。该电路相比二　极管加去磁绕组复位电路，其结构比较简单。这　样，当开关关断时，磁感应电流便可通过变压器　的次级绕组流出，并通过电容Ｃ使磁感应电流减　至零。Ｒ，Ｃ取值时，Ｃ的电容量要足够小，以便　在最短的关断时间内将磁感应电流衰减到零。而　电阻Ｒ的电阻值则不能过小．电阻值过小会与内　部寄生电感形成自激振荡。磁复位时，要求在输　人电压为最小值或最大值时，磁复位电路都能对　高频变压器进行准确地复位。　６输出纹波电压的降低　为达到降低输出纹波电压的目的，设计时，　首先要减小功率开关管的电压尖峰。因为当　ＶＭＯＳ管由导通变成截止时，在变压器的一次绕　图５并联Ｒ、Ｃ网路的磁复位电路　组上就会产生尖峰电压和感应电压，其中尖峰电　压是由高频变压器漏感（即漏磁产生的自感）引　起的，它与直流高压和感应电压叠加后很容易损　坏ＶＭＯＳ管，故在设计时，要优化功率变压器的　设计，减小变压器初级漏感；第二，电路布线时　要尽量减少ＶＭＯＳ各端点的连接线长度，特别是　栅极引线，如果无法使引线缩短，可以靠近栅极　处串联一个小电阻，或者在漏级与地之间接上电　容以减小振荡，减低尖峰电压；第三，应采用合　适的ＲＣ吸收网络．以减小功率开关管的电压尖　峰；此外，整流二极管在关断时的反向恢复时间　也会导致尖峰电流，从而造成纹波，因此，设计　时要优选反向恢复时间短的肖特基二极管来减小　尖峰；最后，ＬＣ滤波电路要合理确定电感器的电　感。应选用高可靠、温度性能好的高频独石电容　为滤波电容，以减小纹波电压。　

７结束语　本文介绍的双路输出正激式ＤＣ／ＤＣ变换器采　用厚膜混合集成电路技术，裸芯片组装。金属全　密封封装，同时采用平行封焊工艺来保证产品的　高可靠性，表２所列是其电路性能参数由表２可　见，该产品输出电压稳定，产品一致性好，同时　具有体积小、重量轻、可靠性高、耐冲击、组装　方便等优点，完全满足使用要求，可以应用于航　空、航天、船舶等多项领域，以便为我国国防武　器现代化提供保障。　表２电路性能参数　参数名称ＤＣ／ＤＣ变换器参数　输入电压　输出电压　输出电流　输出纹波电压　效率　电压调整率　电流调整率　产品体积　

１８￣３６Ｖ　±６Ｖ　ｌ５０ｏｍＡ　≤５０ｍＶ　≥８Ｏ％　≤５０ｍＶ　≤５０ｍＶ　３７ｍｍ￣２８ｍｍ￣８．５ｒａｍ　

．ｅｃｄａ￣ｃｎ　２００８．５电子元器件主用　５５　

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