倍流同步整流在DC-DC变换器中工作原理分析

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析

在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。

关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑

0 引言

随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8V之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变换器是最能够满足上面的要求的[3]。

本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果证明了它的合理性。

1 主电路拓扑结构

主电路拓扑。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：

图1 主电路拓扑

1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；

2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了；

4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路；

5）动态响应很好。

它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。

2 电路基本工作原理

电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，，理想的波形图。

(a) 模式1[t0－t1]

(b) 模式2[t1－t2]

(d) 模式4[t3－t4]

图2 工作模式图

图3 工作波形图

模式1[t0－t1] 在t=t0时刻，开关管S1导通，变压器原边两端的电压为正，且有Vp=Vin/2；而开关管S2一直都处于关断状态，由于S1的导通，S2的漏源极电压（Vds2）被钳位到输入电压，即Vds2=Vin。变压器副边电压Vsec为高电平，同步开关管SR1的门极也是高电平，SR1导通。此时，负载的电流等于两个输出电感电流之和，且全部流经SR1。在这个模式下，滤波电感Lo1上的电流是增大的，而电感Lo2上的电流是减小的，它们的电流纹波有相互抵消的作用，所以，负载电流Io的纹波是很小的。

模式2[t1－t2] 在t=t1时刻，S1关断。由于变压器漏感Lk的存在，电流要继续维持原来的方向，所以，，此时在变压器原边存在两个回路，一个是由C1，Coss1，Lk构成，对S1的输出结电容Coss1充电；另一个是由C2，Coss2，Lk构成，对S2的输出结电容Coss2进行放电。最后S1及S2的漏源极电压都被钳位在输入电压的一半，即Vds2=Vds2=Vin/2。同时，变压器原边的电压此时为零，副边也是零，此时，SR1及SR2都处于导通状态，分别对两个输出电感上的电流进行续流。且两个电感上的电流都是减小的，所以，最后得到的输出负载电流（ILo1＋ILo2）是减小的。

模式3[t2－t3] 在t=t2时刻，S2导通。S1处于关断状态，其两端电压也被钳位到输入电压，即Vds1=Vin。由图2(c)中可以看出，变压器原边的电压为负，且等于输入电压的一半，即Vp=－Vin/2。相对应的同步管SR2导通，所有的负载电流都会流经SR2。且输出电感电流ILo2是增大的，ILo1是减小的。但最终得到的负载纹波电流是增大的。

模式4[t3－t4] 在t=t3时刻，S2关断。在这个工作模式下，原边的工作原理同图2(b)正好相反。这时，S1及S2都处于关断状态。存储在变压器原边漏感中的能量对S1及S2输出结电容进行充放电。其中对Coss1是放电，而对Coss2进行充电。变压器原副边的电压都为零，副边的两个同步整流管都被触发导通。两个输出电感上的电流都在不断地减小，所以，总的负载电流是减小的。

在模式4[t3－t4]后，接着就进入下一个周期。

3 实验及结果

在前面分析的拓扑基础上，完成了一个输入为DC 36V，输出为1V/25A的DC/DC变换器。这个电路中所用到的参数见表1所列，其中所有的参数和图1的主电路中所标注的是相对应的。

表1 实验参数项目参数或型号输入(Vin)DC36V输出(Vo/Io)DC 1V/25AS1，S2IRLU2905SR1，SR2IRLR7833Lo1，Lo22.2μHCo1500μF/2.5V磁芯(core)R－42216－EC匝比(turnratio)10：1漏感(Lk)600nH开关频率(fs)310kHz

图4所示的是原边两个主管和副边同步管的门极驱动波形。通道R2表示S1的驱动波形；通道R1表示S2的驱动波形；通道1是同步管SR2的驱动波形；通道2是同步管SR1的驱动波形。由表1可以看到，变压器漏感Lk=600nH。所以，在电流较小的时候，存储在漏感中的能量不是很大，因而开关管在关断后的漏感和开关管输出结电容间的振荡不是很大，图5所示的是在负载电流Io=5A时的S2漏源极vds2的波形。

图4 门极驱动波形

图5 vds2波形（Io=5A）

当变换器以满载Io=25A输出时，变压器原边的振荡就明显地增大。这是因为，当输出电流增大的时候，反映到原边的电流也会增大，所以，这个时候存储在变压器漏感中的磁能就会增大，在toff期间内振荡的时间较长，幅值也较大，。在大电流的拓扑中，这种振荡的损耗也是不可忽略的。图7给出了变换器的效率曲线图，最大值出现在Io=15A时。

图6 vds2波形(Io=25A)

图7 效率曲线图

4 结语

对适于低压大电流的整流拓扑（倍流整流＋同步整流）的工作原理作了详细的说明，并在分析的基础上，给出了相应的实验结果。证明了这种整流拓扑在低压大电流DC/DC变换器中的合理性。随着对电源性能要求的提高，这种整流拓扑将会越来越广泛地被采用。但应该指出的是，变压器的漏感应该尽量地减小，以减少原边振荡。

同步整流技术分享

江苏宏微科技股份有限公司 Power for the Better
同步整流技术及主要拓扑电路
宏微科技市场部
2015-9-16

Contents
? 同步整流电路概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
Power for the Better
1 CONFIDENTIAL
力
求
更
好

Contents
? 同步整流技术概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
Power for the Better
2 CONFIDENTIAL
力
求
更
好

同步整流技术概述
由于中低压MOSFET具有很小的导通电阻，在有电流通过时产生的电压降很小，可以替代二极管作为整流器件，可以提高变换器的效率。
diode
MOSFET
MOSFET作整流器时，栅源极间电压必须与被整流电压的相位保持同步关系才能完成整流功能，故称同步整流技术。 MOSFET是电压控制型开关器件，且没有反向阻断能力，必须在其栅-源之间加上驱动电压来控制器漏-源极之间的导通和关断。这是同步整流设计的难点和重点。根据其控制方式，同步整流的驱动电路分为 ?自驱动方式； ? 独立控制电路他驱方式； ? 部分自驱+部分他驱方式结合；
Power for the Better
3 CONFIDENTIAL
力
求
更
好

双向DCDC变换器设计

用于锂电池化成系统的桥式DC/DC变换器.......................... 错误!未定义书签。1引言.. (2) 2 双向H桥DC/DC变换器拓扑分析................................ 错误!未定义书签。双向DC/DC变换器 (3) 双向H桥DC/DC变换器结构分析 (3) 双向H桥DC/DC变换器工作状态分析 (4) 正向工作状态模型分析 (4) 反向工作状态模型分析 (4) 3 硬件电路分析设计............................................ 错误!未定义书签。器件参数选择分析 (5) 主开关管的选择 (5) 滤波电感参数的计算 (6) 硬件电路分析设计 (6) 驱动电路分析设计 (6) 4 系统结构与控制 (9) 系统结构 (9) 控制系统结构 (9) DC/DC变换器控制方法 (10) 电压控制模式 (10) 电流控制模式 (10) 软件设计 (10) 5 实验调试与结果分析 (11) 实验平台搭建 (11) 样机调试 (12) 供电电源调试 (12) 驱动信号调试 (12) 单片机程序，VB工程调试 (13) 保护与采样电路测试 (14) 开环、闭环测试 (15) 小结 (17) 6 总结 (17) 7 谢辞 (17) 参考文献...................................................... 错误!未定义书签。用于锂电池化成系统的桥式DC/DC变换器摘要：随着锂电池在生活中各个方面的广泛普及，锂电池在生产过程中重要的化成环节逐渐成为关注的焦点。本文主要设计介绍了使用于锂电池化成系统的桥式变换器部分，包含计算机监控、DC/DC双向变换器。双向DC/DC变换器通过调节MOSFET的占空比，实现对锂电池的智能充放电。本文对双向DC/DC变换器的工作原理进行了分析，并通过样机对预期功能进行验证。关键字：电池化成；双向DC/DC变换器；实验分析 Abstract：As the lithium battery becomes more and more popular in every aspects of

同步整流技术最新

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11

内容简介
?同步整流简介。 ?同步整流的分类。。 ?同步整流的驱动方式 ?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小，功耗的不断降低，要求
供电电压也越来越低，而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化（500kHz～1MHz）高功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管，其功耗占变换器全部功耗的50～60％。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能 ?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
G S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能
z 相对于二极管的开关算好极小 g 控制，可以根据系统的需要， z 整流的时序受到MOSFET的Vgs 把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如：一个5V?30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30% /Po=13 5/45=30% Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*30 0 0012*302=1.08W 1 08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
Mosfet
MBR8040(R)
SC010N04LS

移相全桥参数计算

1、 2、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比（al）: VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec

估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）: V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP ） ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值（LMAG ）。下列方程计算主变压器器运行在电流型控制。如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l （QE ） l （QF ）也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3［二（￥N 和忡）x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1）的最低磁化电感，确保变频

同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也就成为电源功率损耗的重要因素。而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖特基二极管整流方式就变得不太可能了。为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块的一种必然手段。同步整流技术大体上可以分为自驱动（selfdriven）和他驱动（controldriven）两种方式。本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻（低至2.8mΩ/25℃）的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而使整个电源的效率也高达90%以上。 1SRM4010同步整流模块功能简介 SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连，可提供40A的输出电流，输出电压范围在1∽5V之间。它能够在200∽400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%。如果需要更大的电流，还可以直接并联使用，使设计变得非常简单。 SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性。 SRM4010引脚功能及应用方式一览表引脚号引脚名称引脚功能应用方式 1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端 2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端 3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地 4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空 5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压 6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地 7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间 8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间

倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑 0 引言随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8 V之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变换器是最能够满足上面的要求的[3]。本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：图1 主电路拓扑 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路； 5）动态响应很好。它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图如图3所示。 (a) 模式1[t0－t1] (b) 模式2[t1－t2]

德州仪器-具有同步整流功能的移相全桥控制器UCC28950使用说明

- + -V S UCC28950 https://www.360docs.net/doc/e39975409.html, SLUSA16A–MARCH2010–REVISED JULY2010 Green Phase-Shifted Full-Bridge Controller With Synchronous Rectification Check for Samples:UCC28950 FEATURES APPLICATIONS ?Phase-Shifted Full-Bridge Converters ?Enhanced Wide Range Resonant Zero Voltage Switching(ZVS)Capability?Server,Telecom Power Supplies ?Industrial Power Systems ?Direct Synchronous Rectifier(SR)Control ?High-Density Power Architectures ?Light-Load Efficiency Management Including ?Solar Inverters,and Electric Vehicles –Burst Mode Operation –Discontinuous Conduction Mode(DCM),DESCRIPTION Dynamic SR On/Off Control with Programmable Threshold The UCC28950enhanced phase-shifted controller builds upon Texas Instrument’s industry standard –Programmable Adaptive Delay UCCx895phase-shifted controller family with ?Average or Peak Current Mode Control with enhancements that offer best in class efficiency in Programmable Slope Compensation and today’s high performance power systems.The Voltage Mode Control UCC28950implements advanced control of the full-bridge along with active control of the ?Closed Loop Soft Start and Enable Function synchronous rectifier output stage.?Programmable Switching Frequency up to1 MHz with Bi-Directional Synchronization The primary-side signals allow programmable delays to ensure ZVS operation over wide-load current and ?(+/-3%)Cycle-by-Cycle Current Limit input voltage range,while the load current naturally Protection with Hiccup Mode Support tunes the secondary-side synchronous rectifiers ?150-μA Start-Up Current switching delays,maximizing overall system ?V DD Under Voltage Lockout efficiency. ?Wide Temperature Range-40°C to125°C UCC28950Typical Application Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. PRODUCTION DATA information is current as of publication date.Copyright?2010,Texas Instruments Incorporated Products conform to specifications per the terms of the Texas Instruments standard warranty.Production processing does not necessarily include testing of all parameters.

DC-DC双向变换器

2015年全国大学生电子设计竞赛 DC-DC双向变换器（A题）完成人：石永健（电子三班 201340602081） 2015年8月14

摘要本系统以同步整流升降压电路为主，采用MSP430F5525单片机为控制核心。正向可以作为BUCK降压电路为电池充电，反向则可作为BOOST升压电路放电，经AD采样后由单片机调整PWM波输出，实现反馈控制。实验结果表明：当输入在24~36V条件下，充电时，充电恒流值十分稳定，电流控制精度为0.5%，充电电流变化率不大于0.5%，效率可高达96%。充电时，变换器效率高达97%。此外本系统还有充电电流显示，过充保护，自动切换等功能。关键词：DC-DC双向变换；MSP430F5525；PWM反馈；恒流充电；同步整流

目录 1. 方案论证 (4) 1．1双向变换电路的论证与选择 (4) 1.2控制方案的论证与选择 (5) 1.3驱动方案的论证与选择 (5) 2．1电路的设计 (5) 2.1.1系统总体框图 (5) 2.1.2 电流检测子系统电路原理图 (6) 2.1.3 驱动模块电路原理图 (6) 2.2程序的设计 (7) 2.2.1 程序功能描述 (7) 2.2.2 程序流程图 (7) 3. 系统理论分析与计算 (8) 3.1主电路的分析 (8) 3.1.1同步整流电路的分析 (8) 3.1.2同步整流电路参数计算 (9) 3.2恒流充电方案的分析 (9) 4. 测试方案与测试结果 (10) 4.1测试仪器 (10) 4.2测试方案 (10) 4.3测试结果及分析 (11) 5．体会心得 (11) 6．参考文献 (11) 附录1：电路原理图 (12)

倍流同步整流在高压48VVRM中的应用

参考文献王硕[基于三电平ZVS半桥倍流电压调节模块(VRM)的研究] 燕山大学2010 硕士论文倍流同步整流在高压48VVRM中的应用设计中原边通常选用的拓扑主要有半桥、全桥、正激和推挽电路；副边拓扑方式有桥式整流、半波整流、全波整流及倍流整流四种。一副边整流电路拓扑的选择由于VRM输出为低压大电流，因此副边整流电路的选用尤为重要，不但要求磁性器件制作简单，更需要关注的是各部分的损耗，如变压器副边绕组损耗、整流管损耗等。在常用的四种副边拓扑结构中，全桥整流电路由于所用整流管数量是其它拓扑的两倍，在大电流输出的VRM中就会产生更多的开关管的损耗，在设计中显然不宜采用，因此不再对其进行分析比较。主要对另外三种电路的导通损耗、磁性器件及驱动方式进行了比较，总结见下表所示。

半波整流中心抽头全波整流倍流整流占空比D= o n s t T D<0.5 0

同步整流技术总结

同步整流总结 1概述近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以按照下式进行估算： V out V out (0.1 V out V cu V f) 0.1 V out—原边和控制电路损耗 V cu —印制板的线路损耗 V f —整流管导通压降损耗我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模块最大的估算效率为 72%。这意味着28%的能量被模块内部损耗了。其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Q的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375,比采用肖特基二极管低了一个数量级。所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案得到了广泛的认同。今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯的所有领域。 2同步整流电路的工作原理图1采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组)

双向DC-DC变换器设计-全国大学生电子设计竞赛

2015年全国大学生电子设计竞赛双向DC-DC变换器（A题）学号：1440720117 吕刚 2015年12月30日

摘要本设计主要由双向DC-DC变换电路、测控显示电路、辅助电源三部分构成，其中双向DC-DC变换电路降压部分采用XL4016开关降压型DC-DC转换芯片，最高转换效率可达93%，升压部分采用XL6019开关型升压/降压芯片，具有低纹波，输入范围广，转换效率高的特点。恒流部分采用PWM控制原理，形成一个闭环回路，控制电流恒定，恒压部分完全由硬件控制，单片机辅助控制的方式。以上部分确保系统满足题目要求，实现恒流充电，恒压放电，过压保护功能，并且有着较高的转换效率。在本次设计中恒压部分完全有硬件控制，硬件自身形成一个闭环控制回路，对电压进行调节使其恒定题目要求的精度范围。单片机通过光耦电路的工作与停止，恒流部分由PWM调节占空比，使其恒流。关键字电池充放电升压降压XL4016 XL6019 STM32

目录一、系统方案 (1) 1、双向DC-DC变换电路的论证与选择 (1) 2、测量控制方案和辅助电源的论证与选择 (1) 3、控制方法的论证与选择 (1) 二、系统理论分析与计算 (2) 三、电路与程序设计 (3) 1、电路的设计 (3) （1）系统总体框图 (3) 2、程序的设计 (5) （1）程序功能描述与设计思路 (5) （2）程序流程图 (6) 3、程序流程图 (7) 四、测试仪器与数据分析 (7) 附录1：电路原理图 (9) 附录2：源程序 (10)

双向DC-DC变换器（A题）【本科组】一、系统方案本设计主要由双向DC-DC变换电路、测控显示电路、辅助电源三部分构成，其中双向DC-DC变换电路降压部分采用XL4016开关降压型DC-DC转换芯片，最高转换效率可达93%，升压部分采用XL6019开关型升压/降压芯片，具有低纹波，输入范围广，转换效率高的特点。恒流部分采用PWM控制原理，形成一个闭环回路，控制电流恒定，恒压部分完全由硬件控制，单片机辅助控制的方式。以上部分确保系统满足题目要求，实现恒流充电，恒压放电，过压保护功能，并且有着较高的转换效率。 1、双向DC-DC变换电路的论证与选择方案1:由降压斩波变换电路(即Buck变换电路)和升压斩波变换电路（即Boost 电路）组成双向DC-DC变换电路，分别各使用一个全控型器件VT（IGBT或MOSFET）,对输入直流电源进行斩波控制通过调整全控型器件VT的控制信号占空比来调整输出电压。方案2：采用XL4016开关型降压芯片和XL6019开关型升压/降压芯片构成升压、降压电路具有低纹波，内助功率MOS,具有较高的输入电压范围，内置过电流保护功能与EN引脚逻辑电平关断功能。综合以上两种方案，考虑到时间的限制，选择了比较容易实现的方案2。 2、测量控制方案和辅助电源的论证与选择由于瑞萨单片机开发套件数量有限，所以我们选择了一款相对便宜，速度快，性价比较高的STM32103V8T6作为控制器，显示部分由于收到题目对作品重量的要求，选择了质量轻，分辨率较高的0.96寸OLED屏幕显示。由于市场上所售开关电源模块的，纹波大的因素，所以辅助电源选择了一个较小的9V变压器，进行，整流滤波作为辅助电源。 3、控制方法的论证与选择方案1：采用PWM调节占空比的方法控制降压芯片的控制端，达到控制恒流和控制恒压的目的，采用PWM调节软件较为复杂，而且PWM调节较为缓慢，软件控制难度大。方案2：恒压部分完全有硬件控制，硬件自身形成一个闭环控制回路，对电压进行调节使其恒定题目要求的精度范围。单片机通过光耦电路的工作与停止，恒流部分由PWM调节占空比，使其恒流。综合以上两种方案，选择软件较为简单，硬件较为复杂的方案2。

半桥同步整流设计报告

\ 半桥倍流同步整流电源的设计摘要：现如今，微处理器要求更低的供电电压，以降低功耗，这就要求供电系统能提供更大的输出电流，低压大电流技术越发引起人们的广泛关注。本电源系统以对称半桥为主要拓扑，结合倍流整流和同步整流的结构，并且使用MSP430单片机控制和采样显示，实现了5V，15A大电流的供电系统。效率较高，输出纹波小。关键词：对称半桥，倍流整流，同步整流，SG3525 一、方案论证与比较 1 电源变换拓扑方案论证方案一：（如下图）此电路为传统的半桥拓扑。由于MOS管只承受一倍电源电压，而不像单端类的承受两倍电源电压，且较之全桥拓扑少了两个昂贵的MOS 管，因此得到很大的应用。但在低压大电流的设计中，输出整流管的损耗无疑会大大降低效率，而且电感的设计也会变得困难，因此不适合大电流的设计。

方案二：传统半桥+同步整流。将上图半桥的输出整流管改为低导通阻的MOSFET。如此可大大减小输出整流的损耗，提高效率。比较适合大电流的整流方案，但变压器的绕制和电感的设计较麻烦。方案三：（如下图）半桥倍流同步整流。倍流整流很早就被人提出，它的特点是变压器输出没有中心抽头，这就大大简化了变压器的设计，并且提高了变压器的利用率。而流过变压器和输出电感的电流仅有输出电流的一半，这使得变压器和电感的制作变得简单。并且由波形分析可以知道，输出电流的纹波是互相抵消的。该电路的不足是电路时序有要求，控制稍显复杂。由上分析我们选择方案三。

2 控制方案选择方案一：由于控制芯片SG3525输出两路互补对称的PWM信号，则可将控制信号做如下设置（如下图）。将驱动Q1的信号与Q4同步起来，Q2和Q3的信号同步，则可以实现倍流同步整流的时序同步，方案简单易行，但由于SG3525在输出较小占空比时有较大的死区，则输出MOSFET的续流二极管会产生较大的损耗。方案二：。。。。。反激变换。。。。将SG3525的驱动信号反向后送入输出整流MOS管，如此可以极大的减少低占空比时的损耗，且仅需一对反向驱动，故选

UCC28950移相全桥设计指南设计

UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理 (1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2 Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变， S为零电流关断，3S为零电流开通。所以4 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 图1模式1主电路简化图及等效电路图 ②模式2 图2模式2简化电路图 ③模式3

图3模式3简化电路图 ④模式4 图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5 图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6 图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7

图7模式7主电路简化电路图 ⑧模式8 图8模式8主电路简化电路图二，关键问题 1：滞后臂较难实现ZVS 原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V. 解决方法： ①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。 ②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。 ③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。 2，副边占空比的丢失原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态； Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。解决方法： ①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。

移相全桥全参数计算

1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。表 1 设计规描述最小值典型值最大值输入电压370V 390V 410V 输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 2、功能示意图

3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。计算T1次级均方根电流(ISRMS):

同步整流电路分析

同步整流电路分析作者gyf2000 日期2007-4-22 20:21:00 一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

同步整流电路分析

同步整流电路分析一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

同步整流电路分析

一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC ／DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的

双向DC-DC变换器(全国大学生电子设计竞赛全国二等奖作品)

2015年全国大学生电子设计竞赛双向DC-DC变换器（A题） 2015年8月15日