TL431与PC817应用
开关电源PC817与TL431应用
TL431的应用1、介绍后备式电源的安全运行需要将输入和输出隔离，这种隔离需要保证控制芯片不能直接对输入和输出电压进行侦测。
由于输入控制输出，一个用于控制输出的误差信号必须从输出得到，这篇应用文章主要讨论了一种应用AS431 和光耦4N27 实现电压反馈的简单方法。
2、电源电路图一显示了一种简单的反激调整器，用电流型控制芯片AS3842 控制输出，AS431 被用来侦测输出电压的参考和反馈误差放大器，并产生相应得误差放大信号，然后误差电压信号转化成误差电流信号通过光耦4N27 送到原边。
3、光耦目前，光耦器件制造厂商在光耦元件的处理以及封装技术上得到了关键的提高，得到更好的传输比（current transfer ratio CTR ）误差和更长时间的可靠性。
当设计光耦反馈电路的时候，设计人员应该注意到光耦正向二极管的电流，因为它直接关系到器件的电流传输比CTR 和器件长时间内的可靠性，就像灯丝一样，光耦二极管在遭受较高电流时将老化，损坏。
光耦的增益带宽随着二极管正向电流增加而相应增加，带宽的控制由输出晶体管参数的变化来调制。
值得一提的是，输出晶体管基极和集电极间的米勒电容将使光耦的带宽下降。
一个好的光耦反馈环不但需要提高整体可靠性，还需要保证系统的响应速度。
4、设计实例参考图二显示了反激电路电压反馈环，为了保证5V 电压的稳定输出，Vcomp 必须跟随输出电压，输出电压通过两个 2.5k 的电阻分压，结果送到AS431 误差反馈网络，误差反馈的输出电压Vcathode 被转化成与二极管成比例的电流信号，此处光耦起到隔离原边二次侧的作用，并产生与二极管电流成比例的集电极电流（即光耦的三极管的集电极），因为光耦连接到Vcomp 脚，光耦输出电流就是Icomp 电流，在一般运行状态下，更高的输出电流促使Vcathode 下降，导致流过光耦二极管电流增加，发光二极管发光增强，使得三极管接受到的信号增加，使得集电极电流增加，即Icomp 增加，从而使得Vcomp 下降，Vcomp 下降使得PWM 占空比减小，输出电压下降。
反馈环路补偿设计-简述实例(TL431+PC817)
简述控制环路的作用 设计要点 重要概念 步骤（实例说明）
适用个人使用
简述控制环路的作用
提供电路稳定工作，使输出电压波动小； 避免闭环系统自激振荡； 以动态补偿方式，调整输出稳定状态
设计要点一
系统的反馈类型有电流型和电压型，应依照 相对应的工作模式确定传导函数。这里就已 电流反馈形式的PWM芯片为例介绍
重要概念
（略）
举例说明：
已知要求：
VCC
Lp=2.7mH,Cout= 220+470uF,ESR=55mΩ,
R6
C?
B
Np:Ns=140:23, 90-265Vac,CCM模式，
Fs=50kHz,Rs=1.5 Ω, D=0.48,pwm电流型控制ic。 Vo=12V,Io=1A,Io（min）=0.3A（ccm）
GDC
20lg1500 24.7 5.77
23.6dB
GXO
AXO 10 20 15.1
参数设计步骤（5）
5、确定EA补偿网络的零点和极点位置。 Fez=1/3Fc=500Hz Fep>3Fc=4.5kHz 取5k
6、计算反馈环路参数。 设R2=Vref/250uA=10K,则R1=R2*Vo/Vref=47k
Fc=1.5KHz。
参数设计步骤（3）
3. 确定输出滤波器的极点
FCP
1
2RLCO
2
1 *12 / 0.3*690 10 6
5.77 Hz
参数设计步骤（4）
4、确定Fc处，使power stage提升到0dB所需增 加的增益量。
Gxo
20lg
TL431&PC817应用
选择
R1
R2 选择 时 须
2.5V 证TL431
36V
围
压 过
R1=R2 时 1 mA
Vo=5V
PC817 : 1. 2. 传 CTR:IF=5mA,VCE=5V时 绝 传 传 导 PC817 馈 还 连续 压 压 图 图 这 压 为 50%
Viso(rms):5.0 KV 传 线 产 应
PC817
TL431
PC817 稳压 过 馈 应 TL431 说 PC817 压 问题 图 稳压 PC817
TL431,PC817
R13 1)TL431 过 2) TL431 R13
R13
虑 为2uA 为 满 为1mA R6 100 12.5K 时 虑 7.5v 时应该 时 为R17= R17= Vo-Vk /1mA 这 虑 须 导 Vk=Vr-0.7=1.8v TL431 这 R17 R17 TL431 Vo=3.3V 时R17 临 为R17= 3.3证431 为 1mA 证 TL431 Vo R17 为 压 2.5V/200uA=12.5K.
Ika =20mA TL431 结 R6
R17= Vr17/ Ir17=2.61/17=153Ω;
Vr17=15.2-2.61=12.59V 10KΩ R13 50K
470Ω
频 应 Ice
时 2
频 6mA
Ice )
过PC817
图3 压Vce TL431 围 宽
PC817 围 线 术
If
3mA
时 选PC817
Ice
4mA If 为3mA
TL431 选20mA
Vka 稳
2.5V
37V
时
Ika 负载
1mA
电子篇194-pc817和TL431结合应用中计算电阻问题
图1： R1和R3怎么样计算，本来有一个电源输出12V3A ，但是要把这个改成8V4A输出和17.1V2.11A输出的两款电源，变压器我换了，基准电压的分压电阻我也算出来，但是输出电压不稳定，我们最低交流输入电压90V ，最高264V，50至60赫兹，我们要求最高输入电压时空载功率小于0.3W，最低电压输入时空载功率小于0.1W，几分钟后空载功率一定，没有漂移现象。
但是我算不出上面电路图1中的R1、R3和图2中的R6和R17，我看了论坛里面，但是里面没有详细的讲解算法和公式，在这里发帖子，希望大哥们、老师们、工程师们给个答案。
比如我这两款电源怎么计算图1中的R1、R3和图2中的R6和R17电阻，向高手们请教，小弟先谢了，给详细计算和公式，以防我以后改别的机种，谢谢！R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流，用PC817A，其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=8/0.8=10mA,所以R1的值<=(12-2.5-1.2)/10=830欧,一，在稳定的情况下取大一些有助提高效率，对于R3，由于431一般要求有1mA以上的工作电流，假设R1的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K，在稳定的情况下取大一些有助提高效率，还是不懂8是怎么得来的，我看CMG大师关于这个得论述中，选的是6，求王工再解释一下这个8并不是工作时候的一个值，而是一个极限值，选6跟8可能跟每个人设计的时候选择的极限情况不一样导致的。
具体是多少可能相应的IC资料中有提到，我也没具体看过。
只是看到公式能明白他要表达的意思而已。
嗯，不同的选取会得到不一样的R1，假设我选取的R1可以使流过431的电流在1~100mA，那么R1取值的不同对电路会有怎样的影响？因为电路正常工作的电流范围是有限的，假设就是0-6或0-8mA,也就是R1上电压由最小到最大变化是，电流变化值是0-8mA,而按照你选择的R1的值，如果电流也在0-8mA变化，那么Ｒ１两端电压将会变化很小，只有前面值的１／１左右，那你想想，如果输出有一个小的波动，流过Ｒ１的电流是不是变化比较大？电路是不是不容易稳定？但是，不同的R1时，电路正常工作电流范围应该是不一样的吧，我只是想保证在431的1-100mA之间，我把R1取大一点的时候，电流范围也应该会变大吧，我是这么理解的，有不对的还请王工指教，3Q。
(完整版)TL431及PC817在开关电源中的应用
TL431及PC817在开关电源中的应用TL431功能简介本设计的基准电压和反馈电路采用常用的三端稳压器TL431来完成，在反馈电路的应用中运用采样电压通过TL431限压，再通过光电耦合器PC817把电压反馈到SG3525的COMP端。
由于TL431具有体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以用TL431可以制作多种稳压器。
其性能是输出电压连续可调达36V，工作电流范围宽达0．1～100mA，动态电阻典型值为0．22欧,输出杂波低。
其最大输入电压为37V，最大工作电流为150mA，内基准电压为2.5V，输出电压范围为2.5～30V。
TL431是由美国德州仪器（TI）和摩托罗拉公司生产的2.5～36V可调式精密并联稳压器。
其性能优良，价格低廉，可广泛用于单片精密开关电源或精密线性稳压电源中。
此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。
TL431大多采用DIP-8或TO-92封装形式，引脚排列分别如图4.26所示。
图中，A为阳极，使用时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；UREF是输出电压UO的设定端，外接电阻分压器；NC为空脚。
TL431的等效电路如图所示，主要包括①误差放大器A，其同相输入端接从电阻分压器上得到的取样电压，反相端则接内部2.5V基准电压Uref，并且设计的UREF=Uref，UREF通常状态下为2.5V，因此也称为基准端；②内部2.5CV基准电压源Uref ；③NPN型晶体管VT，它在电路中起到调节负载电流的作用；④保护二极管VD，可防止因K-A间电源极性接反而损坏芯片。
TL431的电路图形符号和基本接线如图4.27所示。
它相当于一只可调式齐纳稳压管，输出电压由外部精密分压电阻来设定，其公式为 (4-16) ：R3是IKA的限流电阻。
其稳压原理为：当UO上升时，取样电压UREF也随之升高，使UREF>Uref，比较器输出高电平，使VT导通，UO开始下降。
基于PC817与TL431配合电流型反激开关电源环路补偿设计_陶坤元
0 引言电流型反激式开关电源通过负反馈环路来保证输出的稳定，而反馈环路补偿参数的确定如果由多次试验和测量取得，往往工作量大且缺乏效率，通用性不高，无法运用到其他要求的开关电源设计中。
本文以三肯6251芯片为例，基于PC817和TL431配合的环路设计，运用开关电源小信号传递函数，对环路进行定性分析和计算，设计合适的补偿环路来满足开关电源的稳定性并实验验证该方法的可行性和通用性。
1 反馈环路设计反激式开关电源的工作模式有两种：电压型和电流型。
电压行控制方式只有一路电压环，通过反馈电压和内部三角波比较产生占空比可变的驱动信号调节输出电压；电流型控制方式有电压和电流两个闭环控制，能够响应更快。
图1使用的是PC817和TL431组合精准反馈次级+15V 电压，TL431，C1，R2组成环路补偿电路。
2 回路稳定性准则第一准则：系统的总增益在穿越频率处的斜率应为-20dB/dec ；第二准则：截止频率的相位裕量大于45°；根据以上两条原则进行环路设计，可基于PC817与TL431配合电流型反激开关电源环路补偿设计陶坤元 珠海格力电器股份有限公司 广东珠海 519070以实现输入电压突变或输出负载变化时都能满足输出电压的稳定性。
3 环路常用补偿回路环路设计的步骤：（1）根据截止频率补偿前的增益选定误差放大器在截止频率处的增益，使系统总增益在截止频率处为0dB，为了保证系统稳定，穿越频率选为开关频率的1/5～1/4，一般穿越频率必须远远小于开关频率，不然会出现很大的开关纹波；（2）选择合适的补偿电路，使得总增益曲线在穿越频率附近斜率为-20dB/dec。
（3）调整误差放大器的增益以获得总增益大于45°的所需相位裕度。
4 设计举例基本参数：见图1输入电压交流85V ～265V，整流后直流电压为120V ～375V，输出为15V/1A，储能电容C2为470uF，初级匝数为128匝，初级绕组电感2.71mH.开关电源最大频率为50KHZ，取样电阻Rsense 为0.11Ω，使用的开关电源芯片是三肯公司的6251。
TL431和PC817配合做的
TL431和PC817配合做的开关电源Traceback:/s/blog_5fee70710100db57.html2009年07月07日星期二 14:00可调式精密并联稳压器TL431TL431是由美国德州仪器（TI）和摩托罗拉公司生产的2.5～36V可调式精密并联稳压器。
其性能优良，价格低廉，该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，可广泛用于单片精密开关电源或精密线性稳压电源中，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管。
此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。
TL431大多采用DIP-8或TO-92封装形式，引脚排列分别如图1所示。
3 个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。
图中，A为阳极，使用时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；UREF是输出电压UO的设定端，外接电阻分压器；NC为空脚。
由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF 端（同相端）的电压非常接近Uref（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1 到100mA 变化。
当然，该图绝不是TL431 的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。
但如果在设计、分析应用TL431 的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。
前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压，所以当在REF 端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。
如图2 所示的电路，当R1 和R2 的阻值确定时，两者对Vo 的分压引入反馈，若Vo 增大，反馈量增大，TL431 的分流也就增加，从而又导致Vo 下降。
显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
TL431与PC817应用
开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，如输出电压要求不高，也可以使用稳压二极管和PC817.德州仪器公司（TI）生产的TL431是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。
它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值（如图2）。
该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管.上图是该器件的符号。
3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。
TL431的具体功能可以用如下图的功能模块示意。
由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微小变化，通过三极管图1 的电流将从1到100mA变化。
当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。
但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的，前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。
如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若V o增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。
显见，这个深度的负反馈电路必然在VI等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。
需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA 。
下面我来通过以下典型应用电路来说明TL431,PC817的配合问题。
电路图如下：为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R13的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12.5K的情况下尽量取大值。
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TL431与PC817应用
开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，如输出电压要求不高，也可以使用稳压二极管和PC817，
德州仪器公司（TI）生产的TL431一是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。
它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值（如图2）。
该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。
上图是该器件的符号。
3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。
TL431的具体功能可以用如下图的功能模块示意。
由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。
由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管图1 的电流将从1到100mA变化。
当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。
但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的，
前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。
如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若V o增大，反馈量增大，TL431的分
流也就增加，从而又导致Vo下降。
显见，这个深度的负反馈电路必然在VI等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。
选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。
需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA 。
下面我来通过以下典型应用电路来说明TL431,PC817的配合问题。
电路图
R13的取值，R13的值不是任意取的，要考虑两个因素：1）431参考输入端的电流，一般此电流为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R13的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足《12.5K的情况下尽量取大值。
TL431的死区电流为1mA，也就是R6的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可。
除此以外也是功耗方面的考虑，R17是为了保证死区电流的大小，R17可要也可不要，当输出电压小于7.5v时应该考虑必须使用，原因是这里的R17既然是提供TL431死区电流的，那么在发光二极管导通电压不足时才有用，如果发光二极管能够导通，就可以提供TL431 足够的死区电流，如果V o很低的时候，计算方法就改为R17=（V o-Vk）/1mA（这里Vk=Vr-0.7=1.8v）；当V o=3.3V时R17 从死区电流的角度看临界最大值R17=（3.3-1.8）/1mA=1.5k，从YL431限流保护的角度看临界最小值为R17=（3.3-1.8）/100mA=15Ω。
当V o较高的时候，也就是V o大于Vk+Vd的时候，也就是差不多7.5v以上时，TL431所需的死区电流可以通过发光二极管的导通提供，所以这是可以不用R17。
R6的取值要保证高压控制端取得所需要的电流，假设用PC817（U1-B），其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R6的值<=(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右，TL431为100mA，所以我们取流过R6的最大电流为50mA，R6>（15-2.5-1.3)/50=226欧姆。
要同时满足这两个条件：226<R6。
有的电路设计中增加提升低频增益电路，用一个电阻和一个电容串接于控制端和输出端，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差，牡电就是提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，电阻和电容的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5初，约提升相位78度。
流过U1-A的电流Ic的电流应在2－6mA之间，开关脉宽调制会线性变化，因此PC817三极管的电流Ice也应在这个范围变化。
而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过PC817的Vce与If的关系曲线(如图3所示)可以正确确定PC817。
从图3可以看出，当PC817二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右变化，而且集射电压Vce在很宽
的范围内线性变化。
符合控制要求。
因此可以确定选PC817二极管正向电流If为3mA。
再看TL431的要求。
从TL431的技术参数知，Vka在2.5V－37V变化时，Ika可以在从1mA到100mA以内很大范围里变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。
因此只选3-5mA左右就可以了。
确定了上面几个关系后，那几个电阻的值就好确定了。
根据TL431的性能，R11、R13、V o、Vr有固定的关系：V o=(1+ R11/R13) Vr
式中，V o为输出电压，Vr为参考电压，Vr＝2.50V，先取R13值，例如R13＝10k，根据V o的值就可以算出R11了。
再来确定R6和R17。
由前所述，PC817的If取3mA，先取R6的值为470Ω，则其上的压降为Vr6＝If* R6,由PC817技术手册知，其二极管的正向压降Vf典型值为1.2V，则可以确定R17上的压降Vr17＝Vr17+Vf，又知流过R17的电流Ir17＝Ika－If，因此R17的值可以计算出来：R17= Vr17/ Ir17= (Vr6+Vf)/( Ika－If) 根据以上计算可以知道TL431的阴极电压值Vka，Vka＝V o’－Vr17，式中V o’取值比V o大0.1－0.2V即可。
举一个例子，V o＝15V,取R13=10k，R11＝（V o/Vr-1）R13=(12/2.5-1)*10=50K;取R6＝470Ω，If＝3mA，Vr6＝If* R6＝0.003*470＝1.41V；Vr17＝Vr1+Vf＝1.41+1.2＝2.61V;
取Ika =20mA，Ir17＝Ika－If＝20－3＝17，R17= Vr17/ Ir17=2.61/17=153Ω;
TL431的阴极电压值Vka，Vka＝V o’－Vr17=15.2-2.61=12.59V
结果：R6＝470Ω、R17＝150Ω、R11＝10KΩ、R13＝50K。