电路原理课件之第四章
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电路原理课件_第4章_谐振互感三相 (1)
g g 1 IL U ( ) ( j 0C ) U I C j 0 L
g
g
电感电流与电容电流幅值相同，相位差180°
2）并联谐振品质因数
谐振时电路感纳（容 纳）与电导之比。
1 0 L R
IL C Q R 1 1 IR L U
R
1 U 0 L
R 当 Q 0 L
i2 u22
di2 U12 e12 M dt
3）同名端 二个线圈间绕向不同时，产生的互感电压方向不同。
1
di1 0 ， 图1：当 i1 增加时 dt 线圈2互感电压方向为 2 2 。 di1 u2 M dt
di1 0， dt 线圈2互感电压方向为 2 2。
i1
2
u1
减小电阻或增大电感可使UL变大。电压放大。
对于电流源：采用并联谐振方法 。
IL R Q并 0 L I S
增大电阻或减小电感可使IL变大。电流放大。
4.2 互感耦合电路
1）互感现象 邻近线圈间由于磁通 的交链，一个线圈电流的 变化会在另一线圈产生感 应电势（互感电势），这 一现象为互感偶合。 线圈1中通以电流
dψ1 dL1i1 di1 L1 线圈1 的自感电势 e11 dt dt dt
用电压降表示 线圈2 的互感电势
di1 U11 e11 L1 dt
互感电压 参考方向
dψ21 dMi1 di1 e21 M dt dt dt
用电压降表示
i1 u11
u21
di1 U 21 e21 M dt
同理： 当 i 2 变化时，引起 的变化， 二个线圈中产生感应电势， 线圈2 的自感电势: 用电压降表示:
电力电子应用技术最新版精品课件-第四章交流-交流变换电路
t
不通io过零后， VT2开通， VT2导通角小于π； iG1
➢ 原有的io表达式仍适用，只是α ≤ωt <∞；
O iG2
➢
过渡过程和带R-L负载的单相交流电路在ωt = α (α
O io
iT1
t t
< φ)时合闸的过渡过程相同；
O iT2
t
➢ io由两个分量组成：正弦稳态分量、指数衰减分量； <时阻感负载图交4-流5 调压电路工作波形
交流调功电路：以交流电周期为单位控制晶闸管的通断，改变通态周期数和断态 周期数的比，调节输出功率平均值的电路。
交流斩波调压电路：改变占空比，调节输出电压有效值。 交流电力电子开关：串入电路中根据需要接通或断开电路的晶闸管。
■ 应用 灯光控制（如调光台灯和舞台灯光控制）
异步电动机软起动
异步电动机调速
VD1 V1
i1
斩波控制
u1
V2 VD2
斩波控制
V3
VD4
R
uo
VD3 V4 L
续流通道 续流通道
图4-9 交图流4斩-波7 调压电路图
■ 特性
4.3 交流斩波电压电路
➢ 电源电流的基波分量和电源电压同相位， 即位移因数为1；
➢ 电源电流不含低次谐波，只含和开关周期 T有关的高次谐波；
➢ 功率因数接近1。
图4-7 三相交流调压电路基本形式及输出波形
4.2 交流调功电路
■ 交流调功电路——以交流电源周波数为控制单位 ■ 交流调功电路 VS 交流调压电路
➢ 相同点：电路形式完全相同
➢ 不同点：控制方式不同——将负载与电源接通几个周波，再断开几个周波， 改变通断周波数的比值来调节负载所消耗的平均
第四章-正弦交流电路的相量法
.
原理：
+.
I
.
U
IC
.
.
I1
IC
R
jL
j 1 C
12
.
U
.
I
.
IC
-
a）
.
b） I 1
图4-11 功率因数的提高
根据图4-11分析如下:
a）电路图 ； b）相量图
并联电容前，总电流
I
I1
,电压超前电流的相位差为
; 1
并联电容后，总电流
I
I1
IC
,电压超前电流的相位差为 2
因 2 1 故 cos 2 cos 1 首页
U
Z1
+
Z2
•
U2
-
1053.13 -
图4-2 例4-1图
首页
U 2 Z2I (1 j7)1036.87V 7.07 81.87 1036.87 V 70.7 45 V
U1 Z1I (5 j15)1036.87V 15.8171.57 1036.87 V 158.1108.44 V
Y Y
对比可得
Y 1 Z
•
•
当电压、电流关联参考方向时，相量关系式U Z I
也可表示为 U I 或 I YU
Y
首页
二、用复导纳分析并联电路
图4-6所示是多支路并联电路，根据相量形式的基尔霍
夫电流定律，总电流
.
.
.
.
I I1 I2 In
.
.
.
Y1 U1 Y2 U2 Yn Un
因并联电容前后电路消耗的有功功率是相等的,故
并联电容前
P UI1 cos 1
第四章 有源逆变电路
逆变状态和整流状态的区别：控制角 a 不同 0<a < /2 时，电路工作在整流状态
/2< a < 时，电路工作在逆变状态
第二节
三相有源逆变电路
2.逆变角的概念：
为实现逆变，需一反向的EM ，而Ud因a﹥π/2已自动变为负值，满足逆 变条件。因而可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等 各项问题。 把 a >π /2时的控制角用π - a =β 表示，β称为逆变角。 整流状态：α＜π/2， 相应的β＞π/2；
第三节
结论：
逆变失败与最小逆变角的限制
1.β不能等于零。
2.β不能太小，必须限制在某一允许的最小角度内。
第三节
逆变失败与最小逆变角的限制
二、 确定最小逆变角βmin的依据
有源逆变时允许采用的最小逆变角 应等于
min=d +g+q′
d ——晶闸管的关断时间tq折合的电角度
tq大的可达200~300ms，折算到电角度约4~5。
极流入，该电源吸收电能。电源输出或吸收功率的大小由电势与电流
的乘积来决定。 （ EG ﹥ EM,整流； EG ﹤ EM ：逆变 ） (3) 两个电源反极性相连，如果电路的总电阻很小，将形成电源间 的短路， 应当避免发生这种情况。
第一节 逆变的概念
三、 有源逆变产生的条件
改变EM的极性； Ud极性也必须相反。 怎样使Ud方向相反？
有源逆变电路的控制电路在设计时，应充分考虑变压器漏电 感对晶闸管换流的影响以及晶闸管由导通到关断存在着关断
时间的影响，否则会由于逆变角β 太小造成换流失败，导致
逆变颠覆的发生。 以共阴极三相半波电路为例， 分析由于β 太小而对逆变电 路产生的影响。
第四章场效应管放大电路
一、N沟道MOS管的直流参数 (1).开启电压VT:
N沟道MOS管，在VGS＜VT时，不能形成导电 沟道，管子处于截止状态；只有当VGS≥VT时，才有沟 道形成。 VT——开启电压。
这种在VGS=0时没有沟道，只有VGS≥VT时才能 形成感生导电沟道的MOS管称为增强型MOS管。
第四章 场效应管放大电路
→形成由栅极指向P型
衬底的纵向电场
+
→将靠近栅极下方的空 穴向下排斥
-
→形成耗尽层。
第四章 场效应管放大电路
现假设vDS=0V，在s、g间加一电压vGS＞0V 当vGS增大时→耗尽层增宽，并且该大电场会 把衬底的自由电子吸引到
耗尽层与绝缘层之间，形
成一N型薄层，构成漏-源 之间的导电沟道，称为反
N沟道耗尽型 MOS管 与 N沟 道 增 强型MOS管基本相 似。
区别：耗尽型
MOS 管 在 vGS=0 时 ，漏－源极间已有 导电沟道产生；
增强型MOS管要
在vGS≥VT时才出现 导电沟道。
5.1.5
第四章 场效应管放大电路
N沟道耗尽型MOSFET 在栅极下方的SiO2 层中掺入了大量的金 属正离子。所以当 vGS=0 时 ， 这 些 正 离 子 已经感应出反型层， 形成了沟道。
夹断区
VT
2VT
第四章 场效应管放大电路
①截止区: vGS<vT
无导电沟道,iD=0,管子处于截止区.
②可变电阻区: vDS< vGS-vT
iD
K n [2(GS
T
)DS
2 DS
]
Kn
nCox
2
(W L
)
单位：mA V 2
N沟道MOS管，在VGS＜VT时，不能形成导电 沟道，管子处于截止状态；只有当VGS≥VT时，才有沟 道形成。 VT——开启电压。
这种在VGS=0时没有沟道，只有VGS≥VT时才能 形成感生导电沟道的MOS管称为增强型MOS管。
第四章 场效应管放大电路
→形成由栅极指向P型
衬底的纵向电场
+
→将靠近栅极下方的空 穴向下排斥
-
→形成耗尽层。
第四章 场效应管放大电路
现假设vDS=0V，在s、g间加一电压vGS＞0V 当vGS增大时→耗尽层增宽，并且该大电场会 把衬底的自由电子吸引到
耗尽层与绝缘层之间，形
成一N型薄层，构成漏-源 之间的导电沟道，称为反
N沟道耗尽型 MOS管 与 N沟 道 增 强型MOS管基本相 似。
区别：耗尽型
MOS 管 在 vGS=0 时 ，漏－源极间已有 导电沟道产生；
增强型MOS管要
在vGS≥VT时才出现 导电沟道。
5.1.5
第四章 场效应管放大电路
N沟道耗尽型MOSFET 在栅极下方的SiO2 层中掺入了大量的金 属正离子。所以当 vGS=0 时 ， 这 些 正 离 子 已经感应出反型层， 形成了沟道。
夹断区
VT
2VT
第四章 场效应管放大电路
①截止区: vGS<vT
无导电沟道,iD=0,管子处于截止区.
②可变电阻区: vDS< vGS-vT
iD
K n [2(GS
T
)DS
2 DS
]
Kn
nCox
2
(W L
)
单位：mA V 2
电路原理-动态电路的暂态过程
3. 求解电路中其他变量的初始值。 可在t=0+时刻利用替代定理，用电压等于 uC (0 )的电压源 替代电容元件，用电流等于 iL (0 ) 的电流源替代电感元 件，从而得到只含电阻元件、独立源和受控源的t=0+时 刻的等效电路，再计算电路其他变量的初始值。 4. 根据t>0时的电路方程计算输出变量的（n-1）阶导数 的初始值。
u/V 6
5
t /s
O
O
t /s
4-2 单位阶跃函数和 单位冲激函数
一、单位阶跃函数
单位阶跃函数的定义：
ε (t )
0 ε (t ) 1
t 0 t 0
1 t
O
移位的单位阶跃函数：
ε (t t 0 ) 1
0 ε(t t0 ) 1
t t 0 t t 0
例4-2-2 图示一个已充电且电压为 5 V 的电容元件在
t 0 时，通过开关S闭合使电容元件两极板被短接
放电的电路。求电容的放电电流 iC 。
S(t 0) i C
iC
uC / V
1μF
+ -
u C 5V
1μF
+ -
5 t /s
uC
O
uc 51 (t )
例4-2-3 图示电路，开关S在 t 0 时断开，求电感 电流 i L 和电感电压 uL
0 ε (t ) 1
δ(t ) 0
t 0 t 0
t0
ε (t )
1 t
δ (t ) 1 t
O
dε (t ) δ(t ) dt
δ(t )dt 1
O
【学习课件】第四章线性网络定理电路理论教学
4 8V +
_
D
C_ +
50 10V
4
5 E
1A
A Ux
B
50
4 4
5
Rd
2021/7/13
Rd =50+4//4+5 =57
28
D
C +A
4 +
8V _
50 4
10V RL
等效电路
U
33 5
E
B
1A
Ed =Ux =9V
Rd =57
Rd 57 +
Ed _ 9V
33
Ｕ
2021/7/13
29
第三步：求解未知电压Ｕ。
B
原电路
I1' A I2'
R1
I3'
+ R3
R2
+
_ E1
B
E1单独作用
I A '' 1
I2''
R1 R3
I3''
R2 +
E2 _
B
E2单独作用
I 1 = I 1 '+ I 1 "I 2 = I 2 '+ I 2 "I 3 = I 3 '+ I 3 "
2021/7/13
10
10 例
4A
10 10
-
u'=4V
u"= -42.4= -9.6V
2021/7/13 共同作用：u=u'+u"= 4+(- 9.6)= - 5.6V14
例3 求电压Us 。
模电课件第四章集成运算放大电路
第四章 集成运算放大电路
§4.1集成运算放大电路概述 一、集成运放的电路结构特点
集成运算放大电路：高电压放大倍数的直接耦合多级放大电路。
2019/7/28
模电课件
二、集成运放的电路组成
1、输入级：运算放大器的输入级通常是差分放大电路，其主 要功能是抑制共模干扰和温漂，双极型运放中差分管通常采 用CC-CB复合管，以便拓展通频带。 2、中间级：电压放大，要求：放大倍数要尽可能大，通常采 用共201射9/7/2或8 共源电路，并采用恒模电流课源件 负载和复合管以增加电压 放大倍数。
工作在放大状态。
当T0与 T1特性参数完全一致时，由U BE0 = U BE1可推得
IB0 = IB1 = IB IC0 = IC1 = Io 由基极输入回路得，
Io
IR
VCC
U BE R
I0 2IB
I0
2
I0
所以，I0
1 1 2
IR
基准电流
输出电流
当
时，I0 IR 。
在集成运放电路中通常只能制作小容量（几十pF）电容，不能 制作大201容9/7/量28 电解电容，级间通常模采电课用件 直接耦合。
四、以电流源为有源负载的放大电路
在集成运放的共射（共源）放大电路中，为了提高电压放大 倍数，常用电流源电路取代Rc （或Rd ），这样在电源电压不 变的情况下，既获得合适的静态电流，又可以得到很大的等效 的Rc（或 Rd ）。
（1） 运放电路的结构分解 输入级是一个差动放大电路，主要由T1、T3（共集-共基组合）
和T2、T4组成。中间放大级由T16、T17、T13组成共集—共射电路； 输出级由T14、T18 、 T19组成互补输出电路。
§4.1集成运算放大电路概述 一、集成运放的电路结构特点
集成运算放大电路：高电压放大倍数的直接耦合多级放大电路。
2019/7/28
模电课件
二、集成运放的电路组成
1、输入级：运算放大器的输入级通常是差分放大电路，其主 要功能是抑制共模干扰和温漂，双极型运放中差分管通常采 用CC-CB复合管，以便拓展通频带。 2、中间级：电压放大，要求：放大倍数要尽可能大，通常采 用共201射9/7/2或8 共源电路，并采用恒模电流课源件 负载和复合管以增加电压 放大倍数。
工作在放大状态。
当T0与 T1特性参数完全一致时，由U BE0 = U BE1可推得
IB0 = IB1 = IB IC0 = IC1 = Io 由基极输入回路得，
Io
IR
VCC
U BE R
I0 2IB
I0
2
I0
所以，I0
1 1 2
IR
基准电流
输出电流
当
时，I0 IR 。
在集成运放电路中通常只能制作小容量（几十pF）电容，不能 制作大201容9/7/量28 电解电容，级间通常模采电课用件 直接耦合。
四、以电流源为有源负载的放大电路
在集成运放的共射（共源）放大电路中，为了提高电压放大 倍数，常用电流源电路取代Rc （或Rd ），这样在电源电压不 变的情况下，既获得合适的静态电流，又可以得到很大的等效 的Rc（或 Rd ）。
（1） 运放电路的结构分解 输入级是一个差动放大电路，主要由T1、T3（共集-共基组合）
和T2、T4组成。中间放大级由T16、T17、T13组成共集—共射电路； 输出级由T14、T18 、 T19组成互补输出电路。
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信息工程学院 吴根忠
4-6
解：
总电路
I1 2Ω
＋
I2
3A
10V
5Ω
－
电流源单独作用时
电压源单独作用时
I1′ 2Ω I2′ 3A
5Ω
I1〞 2Ω
＋ 10V
I2〞 5Ω
－
分电路
2020/4/12
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分电路
4-7
（1）电流源单独作用时, 电压源相当于短路，分电路如图 所示：
I1′ 2Ω I2′ 3A
－
2020/4/12
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4-15
二、齐性定理
➢ 内容 在线性电路中，当所有激励（电压源和电流
源）都同时增大或缩小 K 倍（ K 为实常数）时， 响应（电压和电流）也将同样增大或缩小 K 倍。
激励 e( t )
响应 r( t )
激励 Ke( t )
响应 Kr( t )
2020/4/12
4-42
解：根据戴维南定理
ia
＋
NS
u
－
b
Req i a
＋
＋
uoc
u
－
－
b
ab 端口的伏安特性:
u uoc iReq
2020/4/12
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4-43
ab 端口的伏安特性:
u uoc iReq
由图（b）可知
当 u = 8 V时，i = 10 A 当 u = 10 V时，i = 0
无源 电阻 网络
IR
＋ －US
可得： 解得：
2020/4/12
1.5 5 3 5 10
0.3 0.15
当US = 20 V，IS = 5 A时
I 0.3IS 0.15US
0.35 0.15 20 4.5 A
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4-23
§4 - 2 替 代 定 理
2020/4/12
2k
＋ 5V ＋－ U 1k －
1k
2k ＋ －6U
＋ 10V
－
2020/4/12
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4-11
5V电压源单独作用
2k
＋ 5V ＋－ U－′ 1k
1k
2k ＋
6U′ －
10V电压源单独作用
2k 1k
＋ U″ 1k －
2k
＋ 6U″
－
＋ 10V
－
2020/4/12
信息工程学院 吴根忠
4-12
2020/4/12
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4-30
一、戴维南定理（续)
2k 1k
＋ 5V ＋－ U 1k －
2k
＋
RR
6U －
等效
＋
uoc －
R
Req
2k
＋ 5V ＋－ U 1k －
1k
＋
2k
＋ UOC
6U －
－
2k 1k
＋ U 1k －
2k Req ＋
6U －
2020/4/12
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4-31
(2)
15 (100) 10
150
mA
由叠加定理，Is和Us2共同作用时毫安表电流为：
I
(1) 3
I
(3) 3
40 150 190mA
2020/4/12
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4-21
例
图示电路，当 US = 0，IS = 5 A时，测得I = 1.5 A； US = 10 V，IS = 5 A时，测得I = 3 A；
电
路
b
isc
2020/4/12
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ai
＋外
Req u
电
－路
b
4-40
三、 uoc 、 isc 、Req 三种参数（续）
ia
＋
NS
u
－
b
已知 isc 、Req
uoc isc Req
已知 uoc 、Req isc uoc Req
已知 uoc 、 isc
Req uoc isc
i= 0a ＋
＋ U－″ 1k
2k
＋ －6U″
＋ 10V
－
U 4V
2020/4/12
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4-14
（3）叠 加
2k
＋ 5V ＋－ U 1k －
1k
2k ＋
6U －
＋ 10V
－
U U U 1V
2k
＋ 5V ＋－ U－′ 1k
1k
2k ＋
6U′ －
2k 1k
＋ U－″ 1k
2k
＋ －6U″
＋ 10V
NS uk ＋
－ －usk
2020/4/12
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＋＋
NS uk
－us
－
ik NS
is
4-26
替代定理的证明1：
+
i
N
u
–
u
+
+
u
–
–
+i u –
2020/4/12
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+i
N
u
–
4-27
替代定理的证明2：
+
i
i
i
uN
+ i
u
+ i
uN
–
2020/4/12
–
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en
响应 rk1 rk2
rkn
激励
e1 e2
en
响应
rk1 rk2
rkn
rk = rk1 + rk2 +…+rkn
rk = rk1 + rk2 +…+ rkn
2020/4/12
信息工程学院 吴根忠
4-19
4-7 图示电路中US1=10V, US2=15V，当开关S在位置1时， 毫安表的读数为I’=40mA； 当S在位置2时，毫安表的读 数为I’’= – 60mA； 求：当开关S在位置3时，毫安表的读数为多少？
外
NS
u
电
－路
b
ai
isc
＋外
Req u
电
－路 b
NS 端口的伏安特性 u
i iSC Req
端口伏安特性
i
iSC
u Req
2020/4/12
相同
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诺顿定理得证
4-39
三、 uoc 、 isc 、Req 三种参数
NS
Req a i
＋＋
uoc －
u －
外 电 路
b
ai ＋外
u －
第四 章 电路定理
2020/4/12
信息工程学院 吴根忠
4-1
目录
§4-1 叠加定理 §4-2 替代定理 §4-3 戴维南定理和诺顿定理 §4-4 特勒根定理 §4-5 互易定理 §4-6 对偶原理
2020/4/12
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4-2
§4-1 叠 加 定 理
2020/4/12
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C
I2 I1 I 3 A U BC U BA U AC 5 V
I3 UBC 1 5 A
I4 I3 I2 8 A
U I4 1 U BC 13 V 根据齐性定理
10 I U I
I 10 A 13
2020/4/12
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4-18
三、叠加定理和齐性定理的应用
激励 e1 e2
4-3
一、叠加定理
➢ 内容 线性电阻电路中，任一电压或电流都是电路
中各个独立电源单独作用时，在该处产生的电压 或电流的叠加。
2020/4/12
信息工程学院 吴根忠
4-4
➢ 使用叠加定理时应注意几点
1、某电源单独作用时，应将其他电源置零：电压源 短路，电流源开路。
2、最后叠加时，要注意电流和电压分量的参考方向 是否与总电流和电压的参考方向一致。一致时前 面取正号，不一致时前面取负号。
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4-16
例 求图示电路中的电流 I 。（梯形电路）
1
＋ 10V －
1 1
1
I
1
1
2020/4/12
信息工程学院 吴根忠
4-17
解： 设 I1A
U AC 2I 2 V
I1 U AC 1 2 A
I4 1 ＋＋ 10V U －－
B I2 1 A 1
I3
I1 I I′
1
1
1
u u u uoc iReq
a i〞= is
＋
u〞= － iReq
u〞 － is = i
b
4-33
➢ 戴维南定理证明（续）
ai ＋
外
NS
u
电
－路
b
Req a i
＋＋
uoc －
u －
外 电 路
b
NS 端口的伏安特性 u uoc iReq
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戴维南定理得证。
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5Ω
I1 I1
3 2
I 2 I2
5
0
I1
5
5
2
3
15 7
I 2
5
2
2
3
6 7
A
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4-8
（2）电压源单独作用时, 电流源相当于开路，分电路如 图所示：