基准电压源及放大电路设计
TL431作基准电压源
以下是由LM7805构成的5V稳压电源图：
LM7805是常用的三端稳压器，一般使用的是TO-220封装，能提供DC 5V的输出电压，应用范围广，内含过流和过载保护电路。
带散热片时能持续提供1A的电流，如果使用外围
器件，它还能提供不通的电压和电流。
TL431作基准电压源的大功率可调稳压电源
浏览108 发布时间08/10/18 TL431是用于稳压电路的精密基准电压集成电路，它的输出电压连续可调，最高可达36V。
工作电流最高可达100mA。
下图是用TL431作基准电压源，K790场效应管作调整管构成的高精度稳压电源，输出电流可达6A。
电路原理：220v电压经变压器B降压、D1-D4整流、C1滤波。
此外D5、D6、C2、C3组成倍压电路(使得Vdc＝60V)，Rw、R3组成分压电路，TL431、R1组成取样放大电路，9013、R2组成限流保护电路，场效应管K790作调整管，C5是输出滤波电容器。
稳压过程：当输出电压降低时，f点电位降低，经TL431内部放大使e点电压增高，经K790调整后，b点电位升高；反之，当输出电压增高时，f点电位升高，e点电位降低，经K790调整后，b点电位降低。
从而使输出电压稳定。
限流保护：当输出电流大于6A时，三极管9013处于截止，使输出电流被限制在6A 以内，从而达到限流的目的。
本电路除电阻R1选用2W、R2选用5W外，其它元件无特殊要求，元件参数如图所示。
宽温度范围高精度基准电压源设计
收稿日期:2021-01-15基金项目:陕西省自然科学基础研究计划项目(2020JM -583)通信作者:唐威,教授,博士,研究方向为集成电路设计㊂E-mail :tangwei @xupt .edu .cn电子元件与材料Electronic Components and Materials第40卷Vol .40第4期No .44月Apr2021年2021宽温度范围高精度基准电压源设计师洋洋,唐㊀威,刘㊀伟(西安邮电大学电子工程学院,陕西西安㊀710121)摘㊀要:针对传统Brokaw 型带隙基准电压源温度系数较高的问题,采用高阶曲率补偿方法,利用PN 结反向饱和电流随温度敏感变化的原理,通过将与基准电压温度系数呈相反趋势的补偿电流注入到基准核心部分,对基准输出电压进行温度补偿,实现了宽温度范围内基准电压源的高精度输出㊂电路基于0.18μm BCD 工艺设计㊂仿真结果表明,在3.3V 电源电压下,基准输出电压为1.978V ,在-40~+150ħ温度范围内,基准电压的温度系数为5.82ˑ10-6/ħ,低频时电源抑制比(PSRR )为79.4dB ㊂关键词:带隙基准;高精度;宽温度范围;曲率补偿中图分类号:TN 432文献标识码:ADOI :10.14106/j .cnki .1001-2028.2021.1736引用格式:师洋洋,唐威,刘伟.宽温度范围高精度基准电压源设计[J ].电子元件与材料,2021,40(4):387-392.Reference format :SHI Yangyang ,TANG Wei ,LIU Wei.Design of a wide -temperature -range and high -precision voltage reference [J ].Electronic Components and Materials ,2021,40(4):387-392.Design of a wide -temperature -range and high -precision voltage referenceSHI Yangyang ,TANG Wei ,LIU Wei(School of Electronic Engineering,Xi an University of Post and Telecommunications,Xi an㊀710121,China)Abstract :A high -order curvature compensation method was used to solve the problem of high temperature coefficient of the traditional Brokaw bandgap reference.Since the reverse saturation current of PN junction changes sensitively with temperature and its trend with temperature is opposite to the reference voltage ,it was inputed into the core part of the reference as the compensation current ,and the temperature compensation of the output voltage was realized.As a result ,a high precision output of the reference was obtained over a wide temperature range.The circuit was designed based on 0.18μm BCD process.The simulation results show that the output voltage is 1.978V under 3.3V supply voltage.The temperature coefficient of thereference voltage is 5.82ˑ10-6/ħin the temperature range of -40～+150ħ.The PSRR is 79.4dB at low frequency.Key words :bandgap reference ;high precision ;wide -temperature rage ;curvature compensated㊀㊀带隙基准电压源因具有较低温度系数和较高电源抑制比的特点,被广泛用于DC -DC ㊁模数转换器(ADC )以及低压差线性稳压器(LDO )等数模混合集成电路中[1-2]㊂传统的带隙基准电压源是通过将双极型晶体管具有负温度系数的基极-发射极电压(V BE )与正温度系数(PTAT )的电压(ΔV BE )以适当的权重相加,从而得到零温度系数的输出电压值㊂然而,传统的带隙基准电压源仅对温度特性曲线进行一阶补偿,难以满足现代高精度系统的要求㊂为了得到低温漂的基准电压源,需要进行高阶补偿[3-5]㊂对此,许多文献提出了不同的补偿方法来降低温度系数㊂文献[6]采用分段补偿技术,通过在电路中加入两个不同的曲率补偿电路,在低温段和高温段分别实现对基准电压的曲率补偿,但这种电路较复杂,且电源抑制比(PSRR )较低;文献[7]利用MOS 管工作在亚阈值区时漏电流和栅源电压的非线性特性,通过引入与基电子元件与材料准电压温度系数成相反趋势的高阶补偿电流对基准电压进行曲率补偿;虽然文献[7]在宽温度范围内降低了温度系数,但是由于使用了较多的三极管,导致占用的面积较大㊂本文设计的带隙基准电压源基于Brokaw 基本结构,利用PN 结的反向饱和电流随温度敏感变化的原理,在高温段进行了曲率补偿,使其在-40~+150ħ的宽温度范围内表现出5.82ˑ10-6/ħ的低温漂特性㊂1㊀传统Brokaw 型带隙基准电压源图1是传统的Brokaw 型带隙基准结构㊂图中,运算放大器的输出端与Q 1㊁Q 2的基极相连,为Q 1㊁Q 2提供基极电流㊂由于运算放大器的电压钳位作用使得电阻R 3和R 4上的电压降相等,若R 3=R 4,则流过R 3和R 4两条支路的电流相等,此时三极管Q 1和Q 2的基极-发射极电压差为:ΔV BE =V BE1-V BE2=V T ln I S2I S1æèçöø÷=V T ln N (1)于是流过电阻R 1的电流为:I =ΔV BE R 1=V T ln N R 1(2)则流过电阻R 2的电流为2I ㊂该电流作用在R 2上,可以产生一个具有正温度系数的电压,将该电压与Q 2的基极-发射极电压V BE 相加,便可得到输出电压V REF的表达式为:V REF =V ΒΕ2+2R 2R 1V Τln N(3)通过改变R 1㊁R 2的大小,可以获得一个与温度无关的基准电压㊂由文献[8]可知,三极管的基极-发射极电压V BE随温度变化并不是线性的,它可以表示为[9]:V BE (T )=V G0-T T 0(V G0-V BE0)-(η-α)V T ln(T T 0)(4)式中:T 为热力学温度;T 0是参考温度;V G 0是在温度为T 0时的发射结电压;η是与工艺有关但与温度无关的常数;α的值与集电极电流I C 的温度特性有关(当I C 与温度成正比时,α=0;当I C 与温度无关时,α=1)㊂图1㊀传统Brokaw 型带隙基准电压源Fig .1㊀Conventional Brokaw -type bandgap voltage reference式(4)中的V T ln (T /T 0)体现出非线性项,式(3)只能实现一阶温度补偿,获得近似零温度系数的基准电压㊂因此,要得到高精度的基准输出电压,必须对V BE 的非线性分量进行高阶补偿㊂2㊀宽温度范围高精度基准电压源设计本文设计的宽温度范围高精度基准电压源整体电路如图2所示,包含启动电路㊁偏置电路㊁带隙基准核心电路和曲率补偿电路㊂2.1㊀带隙基准核心电路图2中的Q 3㊁Q 4和R 5~R 9以及运算放大器(M 16~M 23)组成一阶带隙基准电压源㊂其中,Q 3和Q 4发射极结面积之比为1ʒ8,R 5=R 6㊂利用运放的 虚短 特性,钳位A 点和B 点电压,使得V A =V B ㊂假设Q 3和Q 4的集电极电流为I 1,则:I 1=ΔV BE R 8=V T ln8R 8(5)由KCL 有流过R 9和R trim 的电流为2I 1,所以有:V C =V E4-V R8=2I 1(R 9+R trim )=V E3(6)因此Q 3基极电压为:V B3=V C +V BE3=2I 1(R 9+R trim )+V BE3(7)于是带隙基准电压可表示为:㊃883㊃师洋洋,等:宽温度范围高精度基准电压源设计V REF =2(R 9+R trim )R 8V T ln8+V BE3(8)然后通过电阻升压网络可得到基准输出电压V OUT :V OUT =V REF R 3+R 4R 4æèçöø÷=2(R 9+R trim )R 8V T ln8+V BE3éëêêùûúúR 3+R 4R 4(9)为了产生零温度系数的带隙基准电压,对V OUT 关于温度T 求偏导,即: V OUT T= V T T2(R 9+R trim )(R 3+R 4)ln8R 8R 4+V BE3 TR 3+R 4R 4(10)由式(10)可看出,通过调节电阻R 3㊁R 4㊁R 8和R 9的比值即可得到理想的零温度系数的基准输出电压V OUT ,然后通过分压网络可得到多个零温度系数电压值,分别为电路中需要的模块提供参考㊂其中,R trim 的作用是为了解决实际生产中的偏差失配问题加入的修调电阻,减少误差㊂式(9)是在理想条件下得到的基准输出电压值㊂图2中,由于三极管Q 3㊁Q 4存在来自于R 3的基极电流,这就导致R 3和R 4上的电流不一致,使V OUT 在V REF 的基础上产生一定的温差,并且精度㊁电源抑制比等参数也会受到影响[10]㊂因此,式(9)的表述并不准确,本文通过在Q 3㊁Q 4的基极加入电阻R 7来消除基极电流带来的误差[11]㊂首先假设三极管Q 3和Q 4的基极电流为I b ,则加入电阻R 7后带隙基准电压可表示为:VᶄREF =2(ΔV BE -I b R 7)R 8(R 9+R trim )+V BE3㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀=2(R 9+R trim )R 8ΔV BE +V BE3-2I b R 7R 8(R 9+R trim )=V REF -2I b R 7R 8(R 9+R trim )㊀㊀㊀㊀㊀㊀(11)式(11)第二项多项式中I b 随温度变化,使得V ᶄREF在V REF 基础上多了一个随温度变化的微小变量,从而导致基准输出电压V OUT 的温度特性也发生了一定的变化㊂由于Q 3和Q 4从R 3抽取了两份基极电流,因此基准输出电压可表示为:VᶄOUT=VᶄREF R 3+R 4R 4æèçöø÷+2I b R 3㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀=V REF -2I b R 7R 8(R 9+R trim )éëêêùûúúR 3+R 4R 4æèçöø÷+2I b R 3=V OUT -2I bR 7R 8(R 9+R trim )R 3+R 4R 4æèçöø÷+2I b R 3(12)图2㊀宽温度范围高精度基准电压源整体电路Fig .2㊀The complete circuit diagram of the voltage reference withwide -temperature -range and high -precision㊀㊀由式(11)可以看出,对于带隙基准电压V ᶄREF 来讲,即使加入了R 7仍然可以通过调节R 8和R 9的比值来得到一个零温度系数的基准电压㊂对于基准输出电压V ᶄOUT 来讲,通过调节R 7(R 9+R trim )(R 3+R 4)R 8R 4的值,使之等于R 3,即可将式(12)的后两项消除,从而㊃983㊃电子元件与材料可得到R7的值为:R7=R3R4R8(R3+R4)(R9+R trim)(13)2.2㊀曲率补偿电路曲率补偿电路由M28-M30和Q5构成㊂I S由BE结短接的NPN晶体管Q5形成,补偿电流I COMP1和I COMP2通过M28-M30电流镜结构分别注入到A点和B点,对PTAT电流进行补偿㊂IS可以表示为:I S(Τ)=CΤγexp(-qV G0kΤ)(14)式中:C是与PN结的结面积及掺杂浓度有关的常数;γ在一定温度范围内也是常数;VG0为绝对零度时PN 结材料的导带底和价带顶电势差,对于给定的PN结材料,V G0为定值;q为电子的电荷量;k为玻尔兹曼常数;T为热力学温度㊂令λ=qV G0k,并用泰勒展开式e xʈ1+x+x22+x36展开,则I S可以表示为:I SʈC(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)(15)图2中,M28㊁M29和M30的宽长比为1ʒ8ʒ1,于是补偿电流I COMP1和I COMP2为:I COMP1=C(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)=I S㊀(16)I COMP2=8C(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)=8I S(17)经过一阶补偿和曲率补偿后的带隙基准电压可以表示成:V REF=V BE3+2R9+R trim()R8V Tln8+R9+R trim()I COMP1+I COMP2()=V BE3+2ln8R9+R trim()R8V T+R9+Rtrim()I COMP1+I COMP2()=V BE3+2ln8R9+R trim()R8KTq+R9+Rtrim()I COMP1+I COMP2()(18)将式(18)代入式(9)可得到基准输出电压V OUT的表达式为:V OUT=R3+R4R4æèçöø÷V BE3+2ln8R9+R trim()R8KTq+éëêê㊀㊀㊀㊀R9+R trim()I COMP1+I COMP2()ùûúú(19)令K0=R3+R4R4K1=2K ln8(R3+R4)(R9+R trim)qR4R8K2=(R3+R4)(R9+R trim)(C+8C)R4ìîíïïïïïïïï(20)结合式(16)~(17)和式(19)~(20)可得基准输出电压为:V OUT=K0V BE3(T)+K1T+K2(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)(21)式中:K0为负温度系数电压V BE3的系数;K1为一阶温度补偿系数;K2为高阶曲率补偿系数㊂其中一阶温度补偿系数K1主要与R8和R9的比值相关,而高阶曲率补偿系数K2主要与PN结面积相关㊂2.3㊀偏置电路图2中,偏置电路由电流源(M1~M9㊁Q1㊁Q2和R1)和电流偏置(M10~M15)组成㊂正常工作时,电流源产生与电源电压无关的PTAT电流后,经过电流镜成比例复制给电流偏置部分,为M16管提供偏置电压㊂令M1~M5的宽长比相等,Q1和Q2流过的集电极电流相同,假设该电流为I PTAT,Q1和Q2发射极结面积比为8ʒ1,忽略它们的基极电流,于是有:ΔV BE=V T ln I PTAT8IS2æèçöø÷-V T lnI PTATI S2æèçöø÷=V T ln8(22)I PTAT=ΔV BER1=V T ln8R1(23)通过M1~M4㊁M10㊁M12和M15电流镜结构将IPTAT按比例精确复制,产生偏置电流和M16偏置电压㊂2.4㊀启动电路带隙基准电路中,电路存在 简并 偏置点,当电源上电时,所有的晶体管均传输零电流,于是它们㊃093㊃师洋洋,等:宽温度范围高精度基准电压源设计可以无限期地保持关断,因此需要设计启动电路㊂启动电路仅应在上电时提供启动功能,当基准核心电路建立稳定后保持关闭或低功耗状态,如图2所示,M 24~M 27和C 1构成启动电路㊂当电源刚开始上电的时候,并且提供有效的使能信号EN 1,EN 1和EN 2互为反向信号,启动电路开始工作㊂EN 1为低电平时,EN 2为高电平,M 25关闭,M 26的栅端没有电荷,栅电压为0,M 23管关闭,因此Q 3基极没有电流注入;随着电源电压逐渐上升,EN 1为高,EN 2为低,M 25管导通,M 26栅端电压被抬高,从而将M 23管的栅端电压拉低,M 23管导通,开始从电源汲取电流,并注入基准核心电路,使基准核心电路开始工作;同时,M 25管的漏电流逐渐增大并对电容C 1充电,M 26栅端的电压逐渐升高,当基准核心电路正常工作时,M 23的漏端电压升高,使M 27管导通㊂从而将M 26栅端电压拉低,M 26管关断,启动电路关闭㊂3 电路仿真验证基准电压源电路采用0.18μm BCD 工艺设计,并使用Spectre 工具进行仿真验证㊂仿真条件为:V DD =3.3V ,温度范围为-40~+150ħ㊂图3和图4分别是补偿前与补偿后的基准输出电压温度特性的仿真结果㊂从图中可以看出,没有进行高阶补偿的温度系数为17.52ˑ10-6/ħ,补偿后的温度系数为5.82ˑ10-6/ħ,补偿后温度系数降低了11.7ˑ10-6/ħ,精度提高了66.8%㊂图3㊀补偿前的基准输出电压温度特性Fig .3㊀Temperature characteristics of the reference outputvoltage before compensation图5是在V DD =3.3V ,不同工艺角下基准输出电压随温度变化的仿真结果㊂从图5可以看出,在TT工艺角下基准电压源有最佳温度系数值5.82ˑ10-6/ħ,在SS 工艺角下有最差温度系数值14.6ˑ10-6/ħ㊂图6是当V DD =3.3V ,温度为27ħ时,在TT ㊁SS ㊁FF 三种工艺角下,基准电压源的电源抑制比(PSRR )仿真结果㊂从图6可以看出,低频时,TT 工艺角下的PSRR 为79.4dB ,在10kHz 时电源抑制比也有58.9dB㊂图4㊀补偿后的基准输出电压温度特性Fig .4㊀Temperature characteristics of the reference outputvoltage aftercompensation图5㊀基准电压源在不同工艺角下的温度特性Fig .5㊀Simulation results for different processcorners图6㊀基准电压源的电源抑制比曲线Fig .6㊀PSRR curves of the voltage reference表1为本文与部分参考文献带隙基准源的性能比较㊂从表1可看出,本文设计的基准电压源的温度系数优于文献[7-8],低频下的PSRR 也优于文献[6-8],且本文设计的基准电压源具有可调节的多值输出电压㊂㊃193㊃电子元件与材料表1㊀本文与其他文献带隙基准源的性能参数对比Tab.1㊀Performance parameters comparison of bandgapreference source of this paper and other literatures参数文献[6]文献[7]文献[8]本文工艺(μm)0.180.180.250.18电源电压(V) 3.3 5.0 4.5 3.3温度范围(ħ)-40~+125-40~+150-40~+150-40~+150温度系数(10-6/ħ) 3.02 6.9410 5.82 PSRR(dB)5777.47079.4基准输出电压(V)1.241 1.229 1.214 1.978是否多值输出否否否是4㊀版图设计版图的匹配性决定了基准电压源精度的误差大小㊂由式(9)和式(10)可知,电阻比值的大小直接影响着基准输出电压的精度和温漂特性㊂因此本文设计将基准电压源中的所有电阻放置在同一区域,并采用叉指法以减少工艺刻蚀造成的误差㊂此外,对于电流源电路和带隙核心电路中使用的三极管部分的版图,本文设计由8个并联的NPN三极管分别构成Q1㊁Q4,分布在Q2和Q3周围,使Q1和Q2㊁Q3和Q4均形成对称性匹配㊂图7为基准电压源的版图㊂其中,运算放大器㊁偏置电路和电阻都分别进行了合理的布局㊂图7㊀基准电压源版图Fig.7㊀Layout of the reference voltage source5㊀结论本文在传统的Brokaw型带隙基准电压源的基础上,设计了一种宽温度范围高精度的基准电压源㊂利用PN结反向饱和电流随温度敏感变化的原理在高温段产生与基准电压温度系数呈相反趋势的补偿电流,对传统的一阶补偿的带隙基准电压源进行曲率补偿,提升了基准输出电压的精度和温漂特性,并采用电阻分压网络输出多个不同的零温度系数电压值㊂仿真结果表明,在3.3V电源电压下,-40~+150ħ温度范围内,TT工艺角下,基准电压源温度系数为5.82ˑ10-6/ħ;低频时PSRR为79.4dB,通过合理的版图设计,可以应用到数模混合芯片中㊂参考文献:[1]Kostanyan H T,Hayrapetyan A K,Petrosyan A S,et al.5V widesupply voltage bandgap reference for automotive applications[C]//39th International Conference on Electronics and Nanotechnology (ELNANO).NY,USA:IEEE,2019:229-232.[2]Abbasi M U,Raikos G,Saraswat R,et al.A high PSRR ultra-lowpower1.2V curvature corrected bandgap reference for wearable EEG application[C]//13th International New Circuits and Systems Conference(NEWCAS).NY,USA:IEEE,2015:1-4. [3]Hu J L,Sun J,Bai Y B,et al.A novel1.03ppm/ħwide-temperature-range curvature-compensated bandgap voltage reference[C]//2nd International Conference on Circuits System and Simulation(ICCSS).NY,USA:IEEE,2018:22-26.[4]An J H,Wu C J,Xu D C.A wide temperature range4.6ppm/ħpiecewise curvature-compensated bandgap reference with no amplifiers[C]//International Conference on IC Design and Technology(ICICDT).NY,USA:IEEE,2019:1-4.[5]王永顺,崔玉旺,赵永瑞,等.宽温度范围高精度带隙基准电压源的设计[J].固体电子学研究与进展,2016,36(1):54-59. [6]张东亮,曾以成,陈星燕,等.曲率补偿低温漂带隙基准电压源设计[J].电子元件与材料,2015,34(11):85-88. [7]李树镇,冯全源.一种CMOS高阶曲率补偿的带隙基准源电路的设计[J].哈尔滨工业大学学报,2017,49(10):95-99. [8]张龙,冯全源,王丹.一种带曲率补偿的低功耗带隙基准源设计[J].电子元件与材料,2014,33(9):58-61.[9]Wang Y F,Sun J,Ye W X.A high-order temperature compensatedCMOS bandgap reference[C]//3rd International Conference on Cloud Computing and Internet of Things(CCIOT).NY,USA: IEEE,2018:325-328.[10]Zhu G Q,Yang Y T,Zhang Q D.A4.6-ppm/ħhigh-ordercurvature compensated bandgap reference for BMIC[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems II:Express Briefs,2019,66: 1492-1496.[11]杨宁,史仪凯,袁小庆,等.高精度㊁低功耗带隙基准源及其电流源设计[J].传感技术学报,2014,27(1):58-63.㊃293㊃。
三极管电压基准原理
三极管电压基准原理
三极管电压基准原理：
三极管电压基准是一种用于产生稳定、可靠的参考电压的电路。
它利用三极管的特性，通过适当的偏置电流和基极电压，产生一个相对稳定的电压输出。
三极管电压基准的原理可以通过以下步骤来解释：
1. 首先，选择一个适当的三极管，通常选用NPN型三极管，其具有较好的线性特性和温度稳定性。
2. 将三极管的发射极接地，基极通过一个适当的电阻与负载电阻相连，集电极与一个稳定电压源相连。
这样，三极管形成了一个共射放大器电路。
3. 确定适当的偏置电阻值，以及基极与发射极之间的电压。
通过充分考虑三极管的特性和电流、电压之间的关系，可以得到稳定的参考电压输出。
4. 三极管的基极电压与电流之间的关系是非常重要的，它决定了输出电压的稳定性。
通过合理地计算和调整电路参数，可以使输出电压相对稳定，并且能够抵抗环境条件的变化。
5. 三极管电压基准通常还需要与其他电路进行配合，例如稳压电路、反馈电路等。
这些电路可以进一步提高电压基准的稳定性和精度。
总结起来，三极管电压基准是一种利用三极管特性产生稳定参考电压的电路。
通过适当设计和调整电路参数，可以实现相对稳定的输出电压，并具有一定的温度稳定性。
这种电路常用于各种电子设备中，如电源电路、模拟电路等，以提供可靠的参考电压。
CMOS_带隙基准源的设计(IC课程设计报告)
1
图 1、带隙基准电压源原理示意图(选自 Analysis and Design of Analog Integrated Circuits)
2
3 设计过程 3.1 电路结构
图 2、带隙基准电路中运算放大器的电路结构
《IC 课程设计》报告
——模拟部分
CMOS 带隙基准源的设计
华中科技大学电子科学与技术系 2004 级学生 张青雅
QQ:408397243 Email:zhangqingya@
2007 年秋大四上学期 IC 课程设计报告
1
目录
1 设计目标........................................................................................................................................1 2 介绍 ...............................................................................................................................................1 3 设计过程........................................................................................................................................3
LambdaN=0.0622 由跨导公式可以算出：
ADC中高精度CMOS基准电源的设计
ADC中高精度CMOS基准电源的设计4青岛展芯微电子科技有限公司摘要：本论文针对ADC中高精度CMOS基准电源的设计进行研究。
通过对现有研究进行综述，并提出针对高精度CMOS基准电源的设计思路。
论文详细介绍了电路的拓扑结构、器件选型及布局等方面的实现。
借助仿真软件进行系统仿真，并对包括电压稳定度、温度稳定度、功耗、噪声等指标的仿真结果进行分析。
关键词：ADC；CMOS基准电源；高精度；电路设计；仿真分析一、研究背景和意义1.CMOS基准电源的重要性在模拟数字转换器（ADC）电路中，基准电源是确保ADC精度和性能的关键因素之一。
基准电源提供了稳定的参考电平，用来确定模拟电压与数字码之间的对应关系。
CMOS基准电源由于其低功耗、高精度和低噪声等优点，成为ADC设计中不可或缺的组成部分。
首先，CMOS基准电源具有低功耗的特性，可以降低整个系统的能耗。
这对于需要长时间运行或电池供电的应用非常重要，可以延长设备的使用寿命，并降低维护成本。
其次，CMOS基准电源具有高精度的特点，能够提供稳定且准确的参考电平。
这对于ADC的精准采样和转换是至关重要的。
高精度的基准电源可以减小ADC的非线性和偏差，从而提高转换的准确性和重现性。
此外，CMOS基准电源还具有低噪声的特性，能够减少电源的干扰和噪声对ADC的影响。
低噪声的基准电源可以提高ADC的信噪比和动态范围，保证输入信号的清晰度和准确性。
2.高精度基准电源在ADC中应用的意义高精度基准电源能够提供稳定可靠的参考电平。
由于信号的转换是基于基准电平进行的，如果基准电源不稳定，就会导致ADC输出的数据存在偏差或误差。
而高精度基准电源通过提供稳定的参考电平，确保了ADC在采样和转换过程中的准确性。
高精度基准电源能够提高ADC的采样精度。
采样精度是指ADC对输入信号进行离散化时的精度。
通过提供高精度的基准电源，ADC能够更准确地对输入信号进行采样和量化，从而提高数据的精确度和分辨率。
基准电压源设计
= 5.269mV）等
音频或视频
10%绝对基准电压误差
= 声级的1dB误差
与分辨率相比较
基准电压源的1ppm误差相当于20位精度 15ppm相当于16位精度 244ppm相当于12位精度(1/4000)
绝对误差一般通过校准消除
因此重要的是基准电压变化
基准电压源和规格问题
广泛的基础设施和产品基础
模拟放大器将传感器输出转换为4-20mA信号 数据转换器通过4-20mA线路传输信号 HART编码算法现可提供更强的功能
典型4-20mA信号传输器件
AD693将低电平传感器输入转换为4-20mA输出，由环路电源驱动
；同时提供传感器驱动信号
典型4-20mA信号传输器件
无商用器件
跟踪基准电压源具有匹配的正负输出
负基准电压源可以利用运算放大器实现 完整的基准电压源封装内置跟踪功能，性能更好
负基准电压源设计
标准反相运算放大器电路
改进的电路不需要精密 电阻匹配
跟踪基准电压源
高性能跟踪基准电压源AD588利用精密调整电阻实现出色的匹配
跟踪基准电压源
使用四通道运算放大器的多路输出跟踪基准电压源设计 10V、7.5V、5V、2.5V – 其它电压可以设置 需要使用精密电阻
反相运算放大器电路对传感器很有用
电流流向虚拟地，因此传感器上无电压变化 通常比让电流流经电阻更快
用于电源电流检测的高端和低端
光电二极管等效电路
入射 光 光 电流 RSH(T) 100kW 100GW CJ
理想 二极管
注：温度每升高10°C，RSH减半
电流电压转换器（简图）
ISC = 30pA (0.001 fc) R = 1000MW
ldo电路工作原理
ldo电路工作原理LDO电路工作原理。
LDO（Low Dropout）稳压器是一种常见的线性稳压器，它可以在输入电压与输出电压之间的压差较小的情况下工作。
LDO电路的工作原理主要由基准电压源、误差放大器、功率放大器和反馈网络组成。
首先，基准电压源产生一个稳定的参考电压，该参考电压与设定的输出电压进行比较。
误差放大器负责将输出电压与参考电压进行比较，然后产生一个误差信号。
功率放大器接收误差信号，并根据它来调整输出电压，使其与设定值保持一致。
反馈网络则将输出电压的一部分反馈到误差放大器，以实现闭环控制。
LDO电路的工作原理可以简单概括为，当输入电压发生变化时，误差放大器会检测到输出电压的变化，并通过功率放大器对输出电压进行调节，使其恢复到设定值。
这种闭环控制的方式可以有效地抑制输入电压的波动对输出电压的影响，从而实现稳定的输出电压。
在LDO电路中，基准电压源的稳定性对整个稳压器的性能起着至关重要的作用。
一个好的基准电压源应当具备高精度、低温漂移和低噪声等特点，以确保输出电压的稳定性和精准度。
此外，LDO电路还需要考虑功率放大器的效率和稳定性。
功率放大器的效率会直接影响整个稳压器的热效应和功耗，而功率放大器的稳定性则关系到稳压器的动态响应和负载能力。
总的来说，LDO电路通过基准电压源、误差放大器、功率放大器和反馈网络的协同作用，实现了对输入电压波动的抑制，从而保证了输出电压的稳定性和精准度。
在实际应用中，设计师需要根据具体的需求和场景选择合适的LDO电路，以达到最佳的稳压效果。
以上就是关于LDO电路工作原理的简要介绍，希望对您有所帮助。
如果您对LDO电路还有其他疑问，欢迎随时与我们联系。
ams1117标准电路
ams1117标准电路AMS1117是一种具有线性调节功能的低压差正压稳压器，常用于电子设备与电路中，用于稳定输出电压。
本文将介绍AMS1117的工作原理、应用场景及使用方法。
一、工作原理AMS1117是通过基准电压源、误差放大器、功率差分放大器、输出放大器、电流限制放大器和过温保护电路构成的。
其工作原理如下：1. 基准电压源产生稳定的基准电压；2. 误差放大器通过与基准电压进行比较，产生误差信号；3. 功率差分放大器将误差信号放大并与基准电压进行比较，得到控制信号；4. 输出放大器根据控制信号调节输出电压，使其保持在设定值。
二、应用场景AMS1117广泛应用于各种电子设备和电路中，常见的应用场景有：1. 数码产品：手机、平板电脑、相机等电子设备中，用于稳定供电，提供稳定的工作电压；2. 电源模块：无线路由器、电视机、音响等家电产品中，用于输出稳定的电源；3. 电子玩具：远程遥控车、无人机等电子玩具中，用于保证电路正常工作；4. 工业控制：自动化设备、机器人等工业控制领域中，用于提供可靠的电源供应。
三、使用方法AMS1117的使用方法如下：1. 输入电压：该芯片可以接受输入电压范围为4.5V至15V，推荐输入电压为6.5V至12V；2. 输出电压：可根据需要选择不同型号的AMS1117，常见的有3.3V和5V两种输出电压；3. 连接方式：将输入电压连接到芯片的输入端（VIN），输出电压连接到芯片的输出端（VOUT）；4. 外部元件：为了保证稳压功能，可以在输入端并联一个电容和一个电阻；5. 热敏保险丝：为了保护芯片免受过热的影响，可以在输出端并联一个热敏保险丝。
四、常见问题及解决方法在使用AMS1117过程中，可能会遇到以下问题：1. 输出电压不稳定：可能是输入电压波动导致，请检查输入电压是否稳定，并合理选择输入电压范围；2. 过热现象：可能是负载过大导致芯片发热，请减小负载并加装热敏保险丝以保护芯片；3. 输出电压超过额定值：可能是输入电压超过芯片的额定值，请确保输入电压在合理范围内；4. 输出电压小于额定值：可能是负载过大导致，请减小负载并确保负载在芯片额定范围内。
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基本电压源及放大电路设计
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方案
基本电压源及放大电路设计
1.电阻分压 2.普通正向二极管 3.齐纳二极管（稳压二极管） 4.温度补偿性齐纳二极管 5.带隙基准源（采用CMOS， TTL等技术实现）
基准电压
放大电路
集成运放 LM358
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基本电压源及放大电路设计
方案分析
方案一：电阻分压
4 20.000 结论：当输入电压在 4.5V~45V 5 内时，输出电压 30.000 稳定在5V 左右，误差极小， 6 40.000 整个系统符合设计要求。 7 80.000
基本电压源及放大电路设计
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优化
基本电压源及放大电路设计
系统优化
问题：
实际情况中，输入信号中必 然混有交流信号。这会对系 统的稳定性产生影响。
方案四：温度补偿齐纳二极管
串联反接两个稳压二极管可以起到温度补偿的作用。 从而减小温度系数对稳压值的影响。 但是其基准电 压比较大、噪声系数大，不适合做基准电压源。
基本电压源及放大电路设计
方案分析
方案五：带隙基准源（采用CMOS，TTL等技术实现）
Bandgap voltage reference，常常有人简单地称它为 Bandgap。是利用一个与温度成正比的电压与二极管压降之 和，二者温度系数相互抵消，实现与温度无关的电压基准。 因为其基准电压与硅的带隙电压差不多，因而称为带隙基准。 实际上利用的不是带隙电压。现在有些Bandgap结构输出电 压与带隙电压也不一致。
优化方案：
加入电容通交阻直，以及电 感通直阻交的特性，对系统 进行优化。
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基本电压源及放大电路设计
系统优化
利用函数发生器，产 生频率f=50kHz， Vp=5V的噪声,则输入 信号如图所示。
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基本电压源及放大电路设计
优化前
可以看出，输出信号中 存在交流成分。
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基本电压源及放大电路设计
优点：产生基准的目的是建立一个与电源和工艺无关，具有 确定温度特性的直流电压
基本电压源及放大电路设计
MC1403
基本电压源及放大电路设计
MC1403
根据虚短虚断，可知 即 所以当 时
基本电压源及放大电路设计
最佳方案
(2)再利用LM358AD对 。 2.5V电压进行同向放大， 放大两倍后就得到5.0V电 压。
2.了解放大电路的基本原理并设计一个放大电路 （倍程不限）
基本电压源及放大电路设计
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如何产生基准电压？
理想基准电压源不随负载、温度、 时间的变化而改变，可以考虑利用 二极管的导通压降固定这一特性； 或者利用MC1403芯片。
分析
如何设计放大电路
考虑到基准电压源的输出为直流 信号，可以考虑使用集成运放进 行放大。
基本电压源 及放大电路设计
基本电压源及放大电路设计
小组成员：顾少燃、翟旭东 温振、
王谱豪、王佳伟 指导老师：杨新艳
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基本电压源及放大电路设计
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目标
分析
方案 仿真 优化
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基本电压源及放大电路设计
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目标
设计一个基准电压的产生和放大电路
1.采用基准电压源产生一个5v的稳定电压
(1)先用MC1403U基准 电压源产生2.5V稳压
基本电压源及放大电路设计
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仿真
基本电压源及放大电路设计
仿真——模块
基本电压放大电路设计
仿真——指标测试
序号 1 2 3 输入电压/V 2.500 4.500 10.000 输出电压/V 3.439 5.000 5.000 5.001 5.002 5.003 5.007
优化后
在系统中加入电 容C=100uF，电 感L=100mL
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基本电压源及放大电路设计
优化后
输出信号中的交流 成分完全被抑制。
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根据安培定律U=IR，可以获得所需基准电 压。但这种方法获得的基准电压的稳定性 取决于电源的稳定性
方案二：普通正向二极管
不依赖于电源电压的恒定基准电压，但其电压的稳 定性并不高，且温度系数是负的，约为-2mV/℃， 基准电压低。
基本电压源及放大电路设计
方案分析
方案三：齐纳二极管（稳压管）
电压低于5~6V的稳压管，齐纳击穿为主，稳压值的温度 系数为负 ；电压高于5~6V的稳压管，雪崩击穿为主，稳 压值的温度系数为正。但同一型号管子其击穿电压的离散 性很大，稳定性不够高。