基于电流解耦的异步电机V_F控制补偿方法_罗慧概要
基于电流模型磁链观测器的异步电机矢量控制
电机控制系统的计算机仿真课程设计题目：感应电机磁链观测器仿真分析1.概述异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标变换，可以使之降阶并化简，但并没有改变其非线性、多变量的本质。
需要高动态性能的异步电机调速系统必须在其动态模型的基础上进行分析和设计，但要完成这一任务并非易事。
经过多年的潜心研究和实践，有几种控制方案已经获得了成功的应用，目前应用最广的就是按转子磁链定向的矢量控制系统。
要实现按转子磁链定向的矢量控制系统，很关键的因素是要获得转子磁链信号，以供磁链反馈和除法环节的需要。
开始提出矢量控制系统时，曾尝试直接检测磁链的方法，一种是在电机槽内埋设探测线圈，另一种是利用贴在定子内表面的霍尔元件或其它磁敏元件。
从理论上说，直接检测应该比较准确，但实际上这样做都会遇到不少工艺和技术问题，而且由于齿槽影响，使检测信号中含有较大的脉动分量，越到低速时影响越严重。
因此，现在实用的系统中，多采用间接计算的方法，即利用容易测得的电压、电流或转速等信号，利用转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与相位。
利用能够实测的物理量的不同组合，可以获得多种转子磁链模型。
本文在此基础上给出了转子磁链的电流模型和电压模型，并利用MATLAB 软件进行了建模和仿真分析。
2.原理分析2.1计算转子磁链的电流模型根据描述磁链与电流的关系的磁链方程来计算转子磁链，所得出的模型叫作电流模型。
电流模型可以在不同的坐标系上获得。
1．在两相静止坐标系上的转子磁链模型 在二相同步旋转坐标系上的电压方程为sd sd s s 1s m 1m sq sq 1s s s 1m m rd rd m 1m r r s r rq rq s mm s rr r u i R L p L L pL u i L R L p L L pu i L p L R L pL u i L L pL R L p ωωωωωωωω+--⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎢⎥⎢⎥⎢⎥+⎢⎥⎢⎥⎢⎥=⎢⎥⎢⎥⎢⎥-+-⎢⎥⎢⎥⎢⎥+⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦⎣⎦（1）由实测的三相定子电流通过3/2变换很容易得到两相静止坐标系上的电流 i s α和i s β，又有转子磁链在α，β轴上的分量为r αm s αr r αL i L i ψ=+ （2） r βm s βr r βL i L i ψ=+ （3）可得r αr αm s αr 1()i L i L ψ=- （4） r βr βm s βr1()i L i L ψ=- （5）又由式（1）的α β坐标系电压矩阵方程第3，4行，并令 u αr = u βr = 0 得m s αr r αm s βr r βr r α()0L pi L pi L i L i R i ω++++= （6） m s βr r βm s αr r αr r β()0L pi L pi L i L i R i ω+-++= （7）或r αr βr αm s αr 1()0p L i T ψωψψ++-= （8） r βr αr βm s βr1()0p L i T ψωψψ-+-= （9）整理后得转子磁链模型()r αm s αr r βr 11L i T T p ψωψ=-+ （10） ()r βm s βr r αr 11Li T T p ψωψ=++ （11）按式（10）、式（11）构成转子磁链分量的运算框图如下图所示。
矢量控制的分析
矢量控制方式分析矢量控制矢量控制是变频器调速控制的一种方式，一般常用的U/f控制比较简单，机械特性硬度也较好，能够满足一般的平滑调速要求，但是这种控制在低频时由于U较小，定子阻抗压降的分量比较显著，不能再忽略，另外其输出量最大转距随着f的降低而减小，最大转距大小将限制调速系统的带载能力，当转距增大到最大值以后，特性就弯下了，也就是说其机械特性是非线性的，而不能像直流电机一样是线性的，换句话说其动态转距能力和静态调速转距都还是不尽人意，如果对系统静态调速性能要求较高则只有采用矢量变频控制调速的方法。
过程如下：速度给定信号和速度反馈信号经过控制器综合，产生类同于直流电机励磁电流的给定信号和电枢电流给定信号，经过反旋转变换得到Idc和Ibl，再经过二相/三相变换得到iA iB iC，把这三个电流控制信号由控制器直接得到的频率控制信号加到带电流控制的变频器上，就可以输出异步电动机调速所需的三相变频电流。
由于异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。
上世纪70年代西门子工程师F.Blaschke首先提出异步电机矢量控制理论来解决交流电机转矩控制问题。
矢量控制实现的基本原理是通过测量和控制异步电动机定子电流矢量，根据磁场定向原理分别对异步电动机的励磁电流和转矩电流进行控制，从而达到控制异步电动机转矩的目的。
具体是将异步电动机的定子电流矢量分解为产生磁场的电流分量 (励磁电流) 和产生转矩的电流分量 (转矩电流) 分别加以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，即控制定子电流矢量，所以称这种控制方式称为矢量控制方式。
简单的说，矢量控制就是将磁链与转矩解耦，有利于分别设计两者的调节器，以实现对交流电机的高性能调速。
矢量控制方式又有基于转差频率控制的矢量控制方式、无速度传感器矢量控制方式和有速度传感器的矢量控制方式等。
这样就可以将一台三相异步电机等效为直流电机来控制，因而获得与直流调速系统同样的静、动态性能。
三相异步电机的矢量控制策略
摘要随着电力电子技术、微处理器技术以及新的电机控制技术的发展，交流调速性能日益提高。
变频调速技术的出现使交流调速系统有取代直流调速系统的趋势。
但是国民经济的快速发展要求交流变频调速系统具有更高的调速精度、更大的调速范围和更快的响应速度，一般的通用变频器己经不能满足工业应用的需求，而交流电机矢量控制调速系统能够很好的满足这个要求。
矢量控制(Field Oriented Control)，能够实现交流电机电磁转矩的快速控制，本文对三相交流异步电机的矢量控制系统进行了研究和分析，以高性能数字信号处理器为硬件平台设计了基于DSP的三相交流异步电机的矢量控制系统，并分析了逆变器死区效应的产生，实现了逆变器死区的补偿。
本文介绍了交流调速及其相关技术的发展，变频调速的方案以及国内外对矢量控制的研究状况。
以三相交流异步电机在三相静止坐标系下的数学模型为基础，通过Clarke 变换和Parke变换得到三相交流异步电机在两相旋转坐标系下的数学模型，并利用转子磁场定向的方法，对该模型进行分析，设计了转子磁链观测器，以实现交流电机电流量的有效解耦，得到定子电流的转矩分量和励磁分量。
仿照直流电机的控制方法，设计了矢量控制算法的电流与速度双闭环控制系统。
设计了以TMS320F2812A为主控制器的硬件平台，在此基础上实现了矢量控制算法，论述了电压空间矢量调制((SVPWM)的原理和方法，并对其进行了改进。
最后对逆变器的死区进行了补偿。
实验表明基于转子磁场定向的矢量控制(FOC)系统，结构简单，电流解耦方便，动态性能好，精度较高，能够基本满足现代交流电机控制系统的转矩和速度要求。
关键词:交流异步电机；数字信号处理器；矢量控制；空间矢量调制AbstractWith the development of power electronics, micro-processor and new technology of motor control, the performance of AC speed regulation system is highly promoted. It seems that DC speed regulation system will be replaced by AC speed regulation system, when variable frequency technology comes out. But the high development of national economy needs higher precision, wider peed-regulating range and faster response of AC variable frequency speed regulation system, while Field orientated control (FOC) is suitable for its direct control of induction torque. In this paper, the research and analysis of Field orientated control is done, FOC system is designed based on high-performance digital signal processor (DSP). Also, the dead time effect of inverter is analyzed, dead time compensation is done.In this paper, the development and method of variable frequency, the national and international research of FOC are introduced. The mathematic model of three-phase AC asynchronous motor in two-phase rotating coordinates is educed from the mathematic model in three-phase coordinates by Clarke transform and Parke transform. Based on the rotor flux orientation theory and this mathematic model, the rotor flux observer is designed to make sure the magnetizing and torque current components of asynchronous motor is decoupled suitably. According to control theory of DC motor, current and speed dual closed loop control system of FOC is worked out. Arithmetic of FOC is built on the hardware platform with TMS320F2812 as main controller. The theory and common methods of space vector pulse width modulation (SVPWM) is dissertated, a new improved method of SVPWM is advanced,and the dead time compensation of inverter is carried out.Experiment indicates field orientated control system using rotor flux orientation theory is excellent to meet torque and speed need of modern asynchronous speed-regulation system, for its simple structure, convenient decoupling of current, high dynamic performance and precision.Key Words: AC Asynchronous Motor; Digital Signal Processor; Field Oriented Control;Space Vector Pulse Width Modulation目录1 绪论 (1)1.1 交流调速相关技术的发展 (1)1. 1. 1交流调速的基本类型 (1)1. 1. 2电力电子技术的发展 (2)1.1.3微处理器与数字控制技术的发展 (3)1.1.4 PWM技术及其发展 (4)1.2变频调速技术的发展 (5)1. 3变频调速系统的方案 (6)1.4国内外对矢量控制系统的研究 (7)1.5课题的研究内容和意义 (8)2三相异步电机的矢量控制策略 (10)2. 1矢量控制的基本原理 (10)2. 2矢量控制的坐标变换 (11)2.2.1 Clarke变换 (11)2. 2. 2 Pa r k变换 (13)2. 3三相异步电机的数学模型 (14)2.4电压空间矢量调制技术(SVPWM) (15)2.5 SVPWM的实现方法 (18)3三相异步电机矢量控制系统的实现 (22)3. 1整体框图 (22)3. 2 P I控制器设计 (23)4三相异步电机矢量控制系统硬件设计 (26)4.1 TMS320F2812 DSP芯片介绍 (26)4. 2主电路设计 (26)4. 3驱动与保护电路设计 (27)4. 4检测电路设计 (29)4. 4. 1电流检测电路设计 (29)4. 4. 2速度检测电路设计 (30)4.5电源电路设计 (30)5三相异步电机矢量控制系统软件设计 (33)5. 1 DSP的系统开发 (33)5. 2主程序设计 (34)5. 3 PWM中断服务程序设计 (36)5. 3. 1电流采样模块设计样 (36)5. 3. 2转速采样模块设计 (37)5. 4程序抗干扰设计 (37)6实验装置与结果 (39)6.1 实验装置 (39)6.2 实验结果 (41)结论 (42)参考文献 (45)附录 (47)英文原文 (47)中文译文 (55)部分程序 (62)1 绪论自从电气化时代开始以来，电动机成为重要的动力来源。
基于电流滞环的异步电机矢量控制系统
子电压；urM、urT 为 M 轴、T 轴转子电压；isM、isT 为 M 轴、T 轴定子
0 引言
1971 年德国学者 F.Blaschke 提出了交流电动机矢量控制 理论，经过多年的发展，矢量控制技术获得了广泛应用，交流调 速系统逐步取代了直流调速系统，上升为电气传动的主流。矢量 控制系统是通过坐标变换，把交流电机在按照磁链定向的旋转 坐标系上等效成直流电机，从而模仿直流电机进行控制，使交流 电机的调速性能达到或超过直流电机的性能。矢量控制系统的 优点是有良好的转矩响应，精确的速度控制，可以实现全负载启 动，更适用于高性能的位置伺服和调速系统中。电流控制环的高 增益和逆变器具有的 PWM（脉冲宽度调制）控制模式，能迫使 电动机快速跟踪参考电流。电流控制环的作用在于加快系统的 动态调节过程，使得电机定子电流更好地接近给定的电流矢量。 电流滞环控制因具有硬件电路简单、电流响应快、输出电压波形 中不含特定频率的谐波分量等优点而得到广泛应用［1］。
设计与分析◆Sheji yu Fenxi
基于电流滞环的异步电机矢量控制系统研究
刘美侠 孙延永
（宿迁学院机电工程系，江苏 宿迁 223800） 摘 要：分析了滞环比较器的原理和异步电动机的数学模型，在 Simulink 环境下建立了基于电流滞环的异步电机矢量控制系统的仿 真模型。通过仿真试验表明所建立的调速系统具有良好的动态性能，能实现定子电流对参考电流的快速跟踪，提高了系统的快速响应能 力，验证了所建模型的正确。 关键词：异步电动机；矢量控制；电流滞环比较器
基 金 项 目 ：宿迁市科技计划项目（Z201114）；宿迁学院科研基金 项目（2011KY44）
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变转矩和恒转矩、矢量控制和VF控制的区别
简单举例变转矩就是负载转矩随增大电机转速而增大，如风机水泵恒转矩就是负载转矩不随电机转速增大而增大，如皮带运输机提升机等机械负载VF控制就是变频器输出频率与输出电压比值为恒定值或正比例50HZ时输出电压为380V,25HZ时输出电压为190V即恒磁通控制矢量控制，把输出电流分励磁和转矩电流并分别控制矢量控制时的速度控制（ASR）通过操作转矩指令，使得速度指令和速度检出值（PG 的反馈或速度推定值）的偏差值为0。
带PG 的V/f 控制时的速度控制通过操作输出频率，使得速度指令和速度检出值（PG 的反馈或速度推定值）的偏差值为0。
一、V/F控制方式变频器采用V/F控制方式时，对电机参数依赖不大，一般强调“空载电流”的大小。
由于我们采用矢量化的V/F控制方式，故做电机参数静止自整定还是有必要的。
不同功率段的变频器，自学习后的空载电流占额定电流大小百分比也是不同的。
一般有如下百分比数据：5.5kW~15 kW,空载电流P9.05的值为30%~50%的电机额定电流；3.7 kW及以下的，空载电流P9.05的值为50%左右的电机额定电流；特殊情况时，0.4 kW、0.75 kW、1.5 kW，空载电流P9.05的值为70%~80%的电机额定电流；有的0.75 kW功率段，参数自整定后空载电流为电机额定电流的90%。
空载电流很大，励磁也越大。
何为矢量化的V/F控制方式，就是在V/F控制时也将输入电流量进行解耦控制，使控制更加精确。
变频器输出电流包括两个值：空载电流和力矩电流，输出电流I的值为空栽电流Im和力矩电流It平方和后开2次方。
故空载电流是影响变频器输出电流的主要因素之一。
V/F控制时输出电压与运行频率之比为一定值：即U/F=K（K为常数），P0.12=最大输出电压U，P0.15=基频F。
上图中有个公式，描述转矩、转速、功率之间的关系。
变频器在基频以下运行时，随着速度增快，可以输出恒定的转矩，速度增大不会影响转矩的输出；变频器在基频以上运行时，只能保证输出额定的功率，随着转速增大，变频器不能很好的输出足够大的力；有时候变频器速度更快，高速运行时，处于弱磁区，我们必须设置相应的参数，以便让变频器适应弱磁环境。
采用改进复矢量的PMSM电流解耦控制
第27卷㊀第6期2023年6月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.6Jun.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制洪俊杰1,㊀何衍东1,㊀黄健钊1,㊀李立毅2(1.广东工业大学自动化学院,广东广州510006;2.哈尔滨工业大学电气与自动化工程学院,黑龙江哈尔滨150001)摘㊀要:电压前馈的永磁同步电动机解耦控制系统在电机参数变化时存在解耦性能不佳问题,为此引入一种基于复矢量的电流解耦控制,复矢量控制通过引入随速度变化的虚轴零点与被控对象的极点进行抵消,使系统近似等效为一阶惯性环节,从而提高解耦效果,同时使用扰动观测器对电机参数变化和电流耦合引起的电压误差进行观测补偿,降低dq 轴电流耦合增益,改善复矢量控制器参数与电机参数失配时的解耦性能,提升系统的鲁棒性以及动态性能㊂通过与传统解耦控制策略的仿真对比,采用该策略能够有效提高dq 轴电流动态跟踪性能,减少电流波动,验证了该策略对dq 轴电流解耦的有效性㊂关键词:永磁同步电机;弱磁运行;电流解耦控制;复矢量;扰动观测器;参数鲁棒性DOI :10.15938/j.emc.2023.06.012中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)06-0106-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2021-06-13基金项目:国家自然科学基金(51407035)作者简介:洪俊杰(1981 ),男,博士,副教授,研究方向为电力电子与电力传动㊁电机驱动技术;何衍东(1995 ),男,硕士,研究方向为永磁同步电机弱磁控制策略;黄健钊(1996 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;李立毅(1969 ),男,博士,教授,研究方向为特种电机及特种电磁装置电力电子与电力传动㊂通信作者:何衍东Current decoupling control of PMSM based on improved complex vectorHONG Junjie 1,㊀HE Yandong 1,㊀HUANG Jianzhao 1,㊀LI Liyi 2(1.School of Automation,Guangdong University of Technology,Guangzhou 510006,China;2.School of Electrical Engineering and Automation,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China)Abstract :The voltage feed-forward decoupling control is sensitive to the parameter change of PMSM so that its decoupling performance is not ideal when the motor parameters change,so a kind of current de-coupling control based on complex vector is proposed.The complex vector control introduces a virtual axis zero point that varies with speed to cancel out the poles of the controlled object,making the system ap-proximately equivalent to a first-order inertial link,thereby improving the decoupling effect.At the same time,in order to improve the decoupling performance when the parameters of complex vector controller and motor parameters mismatch,the disturbance observer was used to observe and compensate the voltage error caused by the variation of motor parameters and current coupling,which can reduce the dq axis cur-rent coupling gain,and enhance the robustness and dynamic performance of the pared with the traditional decoupling control strategy,the decoupling strategy can effectively improve the dynamictracking performance of dq axis current and reduce current fluctuations,its effectiveness on dq axis cur-rent is verified.Keywords :permanent magnet synchronous motors;field weakening operation;current decoupling con-trol;complex vector;disturbance observer;parameter robustness0㊀引㊀言永磁同步电机具有高效率㊁高功率密度以及转矩脉动小等特点从而在现代工业伺服系统和新能源领域得到广泛应用[1-2]㊂为了方便实现对永磁同步电机的控制,通常在转子磁场定向的同步旋转坐标系对其分析,将定子电流分解为d轴的励磁分量和q轴转矩分量,以获得和独立励磁直流电机对两分量一样的独立控制性能㊂然而,在同步旋转坐标系下,dq轴电压方程仍存在交叉耦合项,因此采取解耦策略对该耦合项进行补偿是实现dq轴两个控制子系统独立控制的关键㊂尤其在弱磁扩速中,随着转速的升高,dq轴的其中任何一个子系统控制量发生动态变化时,带给另一个子系统的扰动会越来越严重,造成系统动态性能不佳[3]㊂为了提高动态解耦效果,近年来,学者们提出了不同的控制策略㊂文献[4-5]采用通过反馈电流和转速直接计算电压耦合项进行补偿的电压前馈解耦控制(voltage feedforward decoupling control, VFDC),该策略易于实现,但依赖准确的电机参数,鲁棒性不强㊂文献[6-7]通过设计4个PI控制器的电流解耦策略,其中2个为传统的PI控制,2个为用于补偿耦合电压的交叉耦合PI控制器,该策略在参数设计和系统稳态性能之前存在取舍问题㊂文献[8]提出了基于内模控制的电流解耦策略,内模控制器具有较好的鲁棒性,解耦效果也较为理想,但进行耦合补偿计算仍依赖电机参数,且存在积分项,进入稳态前存在欠阻尼振荡㊂文献[9]采用内模控制与滑模控制结合的电流解耦策略,能较好应对外部扰动以及参数摄动问题,但存在引入了滑模控制的抖振㊂文献[10]提出了基于偏差控制的电流解耦策略,通过把反馈电流与参考电流的偏差作为补偿耦合计算的基础,控制效果与内模控制类似,进入稳态前存在欠阻尼振荡㊂文献[11]在偏差控制的基础上引入滑模观测器对扰动进行补偿,能改善扰动对系统的影响,但存在引入滑模算法带来的抖振问题㊂文献[12-13]提出神经网络逆系统的解耦控制,应对外部扰动以及参数摄动问题表现出强鲁棒性,但对神经网络的训练需要大量样本,且难以广泛应用㊂文献[14-15]引入了复矢量控制器进行电流解耦(complex vector decoupling control, CVDC),能较好解决转速变化时的被控对象的极点变化问题,然而,当电机参数变化时,控制器参数与电机参数失配时的解耦性能不佳㊂本文对传统的PMSM电流解耦控制策略进行对比分析,并提出一种基于扰动观测器的改进复矢量解耦控制策略(complex vector decoupling controlbased on disturbance observer,CVDC-DOB)㊂在旋转同步电机坐标系下,利用复矢量的方法构建电机模型,设计分析复矢量电流解耦控制器㊂同时采用扰动观测器(disturbance observer,DOB)对dq轴电流耦合和电机参数变化引起的电压误差作为系统扰动进行观测,观测得到的估算值作为扰动补偿㊂该控制策略结合复矢量控制以及扰动观测器的优势,有效改善电机参数变化而导致传统解耦控制策略的动态解耦效果不佳问题,提升系统的动态性能和鲁棒性㊂仿真结果验证该解耦策略的可行性和有效性㊂1㊀基本原理1.1㊀永磁同步电机数学模型永磁同步电机在同步旋转坐标系下的数学模型[16]可以描述如下㊂定子电压方程:u d=Ri d+dψdd t-ωeψq;u q=Ri q+dψqd t+ωeψd㊂üþýïïïï(1)式中:u d㊁u q㊁i d㊁i q分别为d-q坐标系下定子电压和电流;R㊁ωe为定子电阻和电角速度㊂ψd㊁ψq分别为d-q坐标系下定子磁链,其中定子磁链方程:ψd=L d i d+ψf;ψq=L q i q㊂}(2)式中:L d㊁L q为定子d-q轴电感;ψf为永磁体磁链㊂电磁转矩方程:T e=32P(ψf i q+(L d-L q)i d i q)㊂(3)式中T e㊁P为电磁转矩和电机极对数㊂最大转矩电流比(MTPA)方程:i d=-ψf2(L d-L q)-ψ2f2(L d-L q)2+i2q㊂(4)最大转矩电压比(MTPV)方程:i d=-ψf Ld+-L qψf+(L qψf)2+4L2q(L d-L q)2i2q2L d(L d-L q)㊂(5)701第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM电流解耦控制电流极限圆方程:I 2s_max =i 2d +i 2q ㊂(6)式中I s_max 为最大相电流峰值㊂电压极限椭圆方程:V sωe=(i d L d +ψf )2+(i q L q )㊂(7)式中V s 为定子相基波电压幅值㊂1.2㊀转矩前馈弱磁控制系统结构永磁同步电机转矩前馈弱磁控制系统的输入一般为参考转矩值,采用转矩开环或闭环实现转矩跟随[15-16]㊂本论文的整个转矩前馈弱磁控制系统结构如图1所示,主要包括5个控制部分:参考转矩调节器㊁改进定子磁链调节器㊁查找参考电流的二维表格模块(Lookup Tables)㊁电流解耦控制器以及空间矢量脉宽调制(SVPWM)㊂参考转矩调节器调整转矩给定值为当前转速状态下能达到的最大转矩㊂改进定子磁链调节器的磁链调整依据电机转速㊁直流母线电压以及电流解耦控制器输出的d -q 参考电压㊂当电机转速大于基速时进入弱磁区域,该定子磁链调节器的定子磁链参考值减少,调整定子电流,使电机可在弱磁区域稳定工作㊂查找参考电流的二维表格模块可根据参考转矩值T ∗e 以及定子磁链参考值ψ∗s 查找输出相应dq 电流值作为电流解耦控制器的电流参考值㊂电流解耦控制器包含耦合电压补偿项㊁电流调节器以及扰动观测㊂图1㊀转矩前馈弱磁控制系统结构图Fig.1㊀Torque feedforward control system2㊀电流解耦控制器设计2.1㊀复矢量电流解耦控制在同步旋转坐标系下,被控对象在复数域存在随转速变化的极点,复矢量解耦控制正是通过引入相应的复数零点与其极点抵消,从而达到动态解耦的效果㊂定义复矢量f ~dq =f d +j f q ,因此采用复矢量形式表示dq 轴电压及电流为:u ~dq =u d +j u q ;i ~dq =i d +j i q ㊂}(8)对于电感参数L d =L q =L s 的PMSM,其电压方程可表示为u ~dq =R i ~dq +sL s i ~dq +j ωe L s i ~dq +j ωe ψf ㊂(9)而电感参数L d ʂL q 时,其电压方程可表示为u ~dq =R i ~dq +sL q i ~dq +j ωe L q i ~dq +e ~dq ㊂(10)式中e ~dq =(L d -L q )pi d +j(L d -L q )ωe i d +ωe ψf ㊂因此两者的分析基本一致,本文以L d =L q =L s 时进行后续的分析㊂其中反电动势j ωe ψf 为系统扰动,则式(9)的传递函数为G dq (s )=Idq (s )Udq (s )=1L s s +R +j ωe L s㊂(11)为了实现抵消被控对象的极点,复矢量电流解耦控制器的控制律为u ~∗dq =(K p +K i s +j K p ωe s)(i ~∗dq -i ~dq)+j ωe ψ^f ㊂(12)因此,采用复矢量电流解耦控制的系统原理框图如图2所示㊂图2㊀复矢量电流解耦控制原理Fig.2㊀Principle of CVDC按照零点与极点对消原则,解耦控制器选取调节系数K p =L ^s ωcb ,K i =R ^ωcb ,其中ωcb 为控制带宽㊂那么当L s =L ^s ,R s =R ^s 系统的输出可化简为i ~dq =ωcb s +ωcb i ~∗dq㊂(13)这样就在同步旋转坐标系下,对PMSM 的动态耦合项j ωe L s i ~dq 在全速范围内实现了补偿抵消㊂最后,为了得到控制器的实际控制形式,复矢量化的电压电流用标量形式表示,得到复矢量解耦控制的结构如图3所示㊂由图3可得到其数学表达式为:801电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀G 1i ∗d -G 3i ∗q +(G 3+ωe L q )i q =(R +L d s +G 1)i d ;G 4i ∗q +G 2i ∗d -(G 2+ωe L d )i d =(R +L q s +G 4)i q ㊂}(14)式中:G 1=K p1+K i1/s ;G 2=ωe K p1/s ;G 3=ωe K p2/s ;G 4=K p2+K i2/s㊂图3㊀复矢量解耦控制结构图Fig.3㊀Structure diagram of CVDC对于电感参数L d =L q =L s 的永磁同步电机,可令G 1=G 4=K p +K i /s ,G 2=G 3=ωe K p /s ,将式(14)用矩阵形式表示为i d i q éëêêùûúú=g dd g dq g qdg qq éëêêùûúúi ∗d i ∗q éëêêùûúú㊂(15)式中:g dd =g qq =[G 1+(G 2+ωe L s )G 2/Δ2]/Δ1;g dq =-g qd =[(G 2+ωe L s )G 1/Δ2-G 2]/Δ1;Δ1=Δ2+(G 2+ωe L s )2/Δ2;Δ2=G 1+R +L s s ㊂üþýïïïïï(16)由式(15)可知,g dd ㊁g qq 分别为d㊁q 轴电流子系统的直接传递函数,g dq ㊁g qd 为d㊁q 轴电流交叉耦合部分的传递函数㊂为了分析复矢量电流解耦控制的解耦效果,可对耦合传递函数g dq 的伯德图进行绘制,分析其幅频特性㊂由式(16),g dq 可表达为g dq=ωcb ωe (L s R ^-L ^s R )p 4s 4+p 3s 3+p 2s 2+p 1s +p 0㊂(17)其中:p 4=L 2s ;p 3=2(ωcb L ^s L s +L s R );p 2=(ωcb L ^s )2+2ωcb L ^s R +(ωe L s )2+2ωcb R ^L s +R 2;p 1=2(ω2e ωcb L ^s L s +ω2cb L ^s R ^+ωcb R ^R );p 0=(ωcb R ^)2+(ωe ωcb L ^s )2㊂üþýïïïïïïïï(18)由式(17)可知,当参数估算无偏差时,g dq =0,同理可知,g qd =0,系统表现为dq 电流完全解耦㊂然而当估算的电感参数出现偏差时,即电机电感参数在运行过程中发生变化,L s =0.8L ^s 或者L s =1.2L ^s ,基于复矢量控制的耦合传递函数g dq 的伯德图如图4所示,其中设置带宽ωcb =1500rad /s,工作频率ωe =600rad /s㊂图4㊀基于复矢量解耦控制的g dq 的伯德图Fig.4㊀Bode of g dq based on CVDC由图4可知,在电感参数出现偏差,也即控制器参数与电机参数失配时,基于复矢量控制方案的耦合传递函数g dq 在高频段具有较低的增益,对电感参数变化不敏感,解耦特性保持较好㊂在中低频段的幅频增益较高,且在电机工作频率处出现小小的谐振峰,峰值幅频增益为-29.3dB,容易使系统在进入稳态前出现欠阻尼振荡,导致解耦性能不佳㊂采用复矢量控制在电机参数确定以及无外部扰动的情况下能实现dq 轴电流的完全解耦㊂但实际情况下,系统会存在参数摄动和外部扰动的问题,复矢量控制完全解耦后的电压方程可表达为:u d =L dd i dd t+Ri d +h d (x ,t );u q =L q d i qd t+Ri q +h q (x ,t );h d (x ,t )=ΔL d d i d d t+ΔRi d -ΔL q i q ωe +εd ;h q (x ,t )=ΔL q d i q d t +ΔRi q +ωe (ΔL d i d +Δψf )+εq ㊂üþýïïïïïïïïïï(19)式中:ΔL d ㊁ΔL q ㊁ΔR ㊁Δψf 分别为电机参数L d ㊁L q ㊁R 以及ψf 的摄动量;εd ㊁εq 分别为等效到dq 轴的外部扰动量㊂901第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制因此,采取合理措施对参数摄动以及外部扰动引起的系统扰动进行补偿,是提高复矢量控制电流解耦效果的关键㊂2.2㊀改进的复矢量电流解耦控制复矢量电流解耦控制在电机参数估算无偏差以及在系统高频段具有良好的解耦特性,因此,为了保持上述性能同时改善其在复矢量电流解耦控制下参数偏差以及外部扰动的系统动态性能,本文提出在复矢量控制的基础上引入扰动观测器(DOB),利用DOB 对电机参数变化或者外部扰动导致被控对象与标称模型输出的差异进行观测估算,估算值作为扰动补偿反馈到被控对象输入端,以实现扰动量的抵消补偿㊂DOB 的控制结构如图5所示㊂其中:R (s )㊁Y (s )分别为系统的输入㊁输出;G (s )为控制器传递函数;G p (s )为被控对象的实际模型;G n (s )为其标称模型;Q (s )为低通滤波器;h (x ,t )为系统的等效扰动;h ^为DOB 观测估算得到的扰动补偿量㊂V 为控制器输出量;V ∗为补偿后的被控对象输入量㊂图5㊀DOB 的控制结构Fig.5㊀Control structure of DOBQ (s )为低通滤波器,在中低频段令Q (s )=1,DOB 的扰动补偿量可表示为h ^=(1-G n (s )G p (s ))[(R (s )-Y (s ))G (s )]+h (x ,t )㊂(20)当G p (s )=G n (s )时,h ^=h (x ,t ),可见对于被控对象在无扰动情况下能够实现完全解耦的系统,即被控对象模型与其标称模型相同,当出现扰动时,DOB 的估算值能完全补偿系统的扰动㊂在高频段,可令Q (s )=0,表现为仅采用复矢量控制,然而采用复矢量控制的系统在电感参数变化,其耦合传递函数g dq 在高频段的增益较低,解耦性能较好㊂对于DOB,为使Q (s )/G n (s )为有理分式,选取Q (s )为一阶低通滤波器,其表达式为Q (s )=1T f s +1㊂(21)式中T f 为时间常数㊂因此,基于扰动观测器的PMSM 复矢量解耦控制框图如图6所示㊂图6㊀基于扰动观测器的PMSM 复矢量解耦控制框图Fig.6㊀Structure diagram of DOB-CVDC由图6可得到其数学表达式为:G 1i ∗d -G 3(1-Q )i ∗q +(G 3+ωe L q )(1-Q )i q =M 1i d ;G 4i ∗q +G 2(1-Q )i ∗d -(G 2+ωe L d )(1-Q )i d =M 2i q ㊂}(22)式中:M 1=(L d s +R )(1-Q )+G 1+Q (L nd s +R n );M 2=(L q s +R )(1-Q )+G 4+Q (L nq s +R n )㊂}(23)对于L d =L q =L s 的永磁同步电机,可令G 1=G 4=K p +K i /s ,G 2=G 3=ωe K p /s 以及M 1=M 2=(sL s +R )(1-Q )+G 1+Q (sL ns +R n ),将式(21)用矩阵形式表示为i d i q éëêêùûúú=g dd1g dq1g qd1g qq1éëêêùûúúi ∗d i ∗q éëêêùûúú㊂(24)式中:g dd1=g qq1=[G 1+(G 2+ωe L s )(1-Q )2G 2/Δ4]/Δ3;g dq1=-g qd1=[(G 2+ωe L s )(1-Q )G 1/Δ4-G 2(1-Q )]/Δ3;Δ3=Δ4+(G 2+ωe L s )2(1-Q )2/Δ4;Δ4=(L s s +R )(1-Q )+G 1+Q (L ns s +R n )㊂üþýïïïïïïï(25)11电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀由式(25),在中低频段,可令Q (s )=1,因此dq 轴电流子系统的直接传递函数可化为g dd1=g qq1=G 1/(G 1+sL ns +R n ),输出量表现为输入经G 1后在标称模型下的直接响应,输出量对电机内部电感参数的变化不敏感,具有较强的鲁棒性㊂对于耦合传递函数g dq1㊁g qd1部分,g dq1=-g qd1=0,可完全消除dq 轴间的电流耦合㊂在高频段,可令Q (s )=0,g dd1=g qq1=g dd =g qq ,g dq1=-g qd1=g dq =-g qd ,因此,系统在未添加DOB 时的复矢量控制下表现出在高频段的性能㊂基于扰动观测器的复矢量控制的耦合传递函数g dq1的伯德图如图7所示㊂从其伯德图可以看到,在整个频段内,耦合传递函数的幅频特性曲线无谐振峰,且其增益一直处于-50dB 以下,峰值增益为50.3dB,比未添加DOB 时,具有更低增益,并且在电机工作频率处没有明显的谐振峰,因此具有更好的解耦性能㊂图7㊀基于DOB-CVDC 的g dq1伯德图Fig.7㊀Bode of g dq1based on DOB-CVDC3㊀稳定性分析系统的稳定性能以d 轴子系统为例进行分析,同理可得出q 轴子系统的稳定性结论㊂本文选取的控制器参数如表1所示,同样设置控制器带宽ωcb =1500rad /s㊂表1㊀控制器参数Table 1㊀Parameters of controller㊀㊀㊀参数数值比例系数K p 7.875积分系数K i1437标称模型电感L nd /mH 5.25标称模型电阻R n /Ω0.958低通滤波器T f /ms0.05㊀㊀那么由式(24)可知i d =g dd1i ∗d +g dq1i ∗q=b 5s 5+b 4s 4+b 3s 3+b 2s 2+b 1s +b 0a 6s 6+a 5s 5+a 4s 4+a 3s 3+a 2s 2+a 1s +a 0i ∗d +b ᶄ3s 3+b ᶄ2s2a 6s 6+a 5s 5+a 4s 4+a 3s 3+a 2s 2+a 1s +a 0i ∗q ㊂(26)式中:a 0=52863206400000000;a 1=655168995840000;a 2=3969ω2e +3678720000R +2445222170176;a 3=1008L d ω2e +3678720000L d +22796416R +2573145456;a 4=64L 2d ω2e +22796416L d +64R 2+14448R +815409;a 5=14448L d +128L d R ;a 6=64L 2d ㊂üþýïïïïïïïïïïïïïï(27)因此由式(26)可知,系统的特征方程为a 6s 6+a 5s 5+a 4s 4+a 3s 3+a 2s 2+a 1s +a 0=0㊂(28)列出劳斯表:s 6a 6a 4a 2a 0s 5a 5a 3a 1s 4c 1=a 5a 4-a 6a 3a 5c 2=a 5a 2-a 6a 1a 5c 3=a 00s 3d 1=c 1a 3-a 5c 2c 1d 2=c 1a 2-a 5c 3c 100s 2e 1=d 1c 2-c 1d 2d 1e 2=c 300s 1f 1=e 1d 2-d 1e 2e 1000s 0g 1=e 2代入a 0㊁a 1㊁a 2㊁a 3㊁a 4㊁a 5㊁a 6,由于PMSM 的电感L d ㊁R ㊁ωe 均大于0,可证a 6㊁a 5㊁c 1㊁d 1㊁e 1㊁f 1㊁g 1均大于0,根据劳斯稳定判据,可知d 轴闭环子系统是稳定的,同理可得q 轴闭环子系统也具有稳定性㊂4㊀仿真结果在MATLAB /Simulink 环境下,构建基于T e -ψf查表法的永磁同步电机的转矩前馈弱磁控制系统,采用基于扰动观测器的复矢量解耦控制,并与传统111第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制的解耦控制算法进行对比分析㊂本文仿真所使用的系统部分参数如表2所示㊂表2㊀仿真系统的部分参数Table 2㊀Some parameters of the simulation system㊀㊀参数数值直流母线电压V dc /V 311最大定子电流I s_max /A40极对数P 4定子电阻R /Ω0.958电感L d ㊁L q /H 0.00525,0.012永磁磁链ψf /Wb0.1827额定转速N r /(r /min)1000为了验证PMSM 在弱磁区域的运行及解耦情况,设定给定转矩从0时刻开始从0增至30N㊃m,然后120ms 时刻开始下降直减至5N㊃m㊂负载转矩从0时刻开始从0增至20N㊃m,然后120ms 时刻开始下降直减至0㊂电机在运行过程中,实际dq 电感参数为标定参数的80%或1.2倍,即L dq =0.8L ^dq 或者L dq =1.2L ^dq 时,永磁同步电机在不同解耦控制方法下的d㊁q 轴电流输出波形如图8~图10㊂图8㊀采用VFDC 的dq 轴电流响应波形Fig.8㊀dq axis current response waveform with VFDC图8为在电压前馈解耦控制(VFDC)下的dq 轴电流响应波形㊂以在15~45ms 之间的电流响应为例,电流给定值为恒定值,电机运行过程中,电感参数出现偏差时,响应的dq 轴电流具有较大振荡,特别在L dq =1.2L ^dq 时,d 轴电流在45~80ms 随着电流给定值动态变化出现较明显的超调振荡,可见电感参数出现偏差时,电压前馈解耦控制的电流解耦不佳,dq 轴电流存在较为明显的相互影响的耦合过程㊂图9为在复矢量解耦控制(CVDC)下的dq 轴电流响应波形㊂在电感参数发生变化时,响应的dq 轴电流振荡偏差较VFDC 小,但由于电机运行过程电感参数发生变化,从而带来系统的扰动,导致复矢量控制器参数与电机参数失配,因此在复矢量解耦控制下的dq 轴电流仍存在较大的振荡偏差㊂同时在L dq =1.2L ^dq 时,d 轴电流在45~80ms 随着电流给定值动态变化仍出现超调振荡,动态跟踪效果不理想㊂可见采用复矢量解耦控制下,系统的解耦效果较电压前馈有所提升,但解耦效果仍不理想㊂图9㊀采用CVDC 的dq 轴电流响应波形Fig.9㊀dq axis current response waveform with CVDC211电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图10为本文所提的基于扰动观测器的复矢量解耦控制(CVDC-DOB)下的dq 轴电流响应波形㊂在电感参数发生变化时,响应的dq 轴波动偏差较小,且在电流给定值动态变化仍能实现很好地响应,没有出现超调振荡㊂因此通过对比可知,采用基于扰动观测器的复矢量解耦控制在电感参数变化时能够对电感参数变化带来的扰动进行补偿,仍保持良好的解耦性能,在具备复矢量控制性能的同时,也能够克服电压前馈以及复矢量控制下的dq 轴电流响应振荡幅度较大且存在的动态响应超调问题,参数鲁棒性优于VFDC 和CVDC㊂图10㊀采用DOB-CVDC 的dq 轴电流响应波形Fig.10㊀dq axis current response waveform withDOB-CVDC采用CVDC-DOB 的转速响应以及转矩波形如图11所示㊂在基于CVDC-DOB 的转矩前馈弱磁系统中,PMSM 的转速能够稳定上升,300ms 时的扩速达到4000r /min㊂随着转速的上升,电压极限圆逐渐缩小,PMSM 的最大转矩输出能力下降,因此在75ms 后的输出转矩不能满足给定的转矩要求,但仍能保持稳定的转矩输出能力,转矩脉动较小㊂图11㊀转速、转矩波形Fig.11㊀waveform of speed and torque图12为dq 轴电流的运行轨迹图,PMSM 的电流轨迹先沿着MTPA,但随着转速的上升,电压极限圆开始缩小,因此电流轨迹开始偏离MTPA 沿着恒转矩曲线往电压极限圆缩小方向移动,同时转速的继续上升导致PMSM 的最大转矩输出能力下降,最后电流轨迹偏离恒转矩曲线沿着电流极限圆和MT-PV 运行,但电流运行轨迹始终保持在弱磁运行边界内,保证了系统在弱磁工作下的稳定性㊂图12㊀dq 轴电流运行轨迹Fig.12㊀Running track of dq axis current5㊀结㊀论针对PMSM 在同步旋转坐标系下dq 轴电流的交叉耦合问题,本文提出了一种基于扰动观测器的PMSM 复矢量解耦控制策略㊂首先对电机模型和解耦控制策略进行理论分析,然后通过仿真实验对比,得到的结论如下:1)电压前馈解耦和复矢量控制在电机参数估算正确时能够获得较好的解耦控制效果,然而在参311第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM 电流解耦控制数发生变化带来扰动时,控制器参数与电机参数失配,无法对扰动进行很好的补偿,解耦效果不理想, dq轴电流存在较大的相互耦合影响,从而导致输出的dq轴电流振荡幅度较大,参数鲁棒性不强㊂2)基于扰动观测器的复矢量解耦控制在电感参数变化时仍能保持较好的解耦效果,并且能够改善电压前馈解耦和复矢量控制下的dq轴电流存在的振荡偏差大以及超调问题,系统的参数鲁棒性得到了较大的提升,保证了系统在弱磁工作下的稳定性㊂并且相较于电压前馈解耦,该方案的计算复杂度主要表现为复矢量控制的耦合补偿项为积分项,观测器则为了简化计算,其中的滤波器采用一阶低通滤波器,所以算法的计算量并不大㊂参考文献:[1]㊀康劲松,蒋飞,钟再敏,等.电动汽车用永磁同步电机弱磁控制策略综述[J].电源学报,2017,15(1):15.KANG Jinsong,JIANG Fei,ZHONG Zaimin,et al.Overviews of flux weakening control schemes with permanent magnet synchro-nous motor used in electric vehicles[J].Journal of Power Supply, 2017,15(1):15.[2]㊀毛亮亮,梁悦,王旭东.内置式永磁同步电机弱磁过渡时的解耦补偿控制[J].电机与控制学报,2015,19(7):4184.MAO Liangliang,LIANG Yue,WANG Xudong.Decoupling and compensation strategy for interior PMSM in transitional region of flux-weakening[J].Electric Machines and Control,2015,19(7):4184.[3]㊀付博.永磁同步电动机动态解耦控制技术研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2010[4]㊀MORIMOTO S,SANADA M,TAKEDAY.Wide-speed operationof interior permanent magnet synchronous motors with high-per-formance current regulator[J].IEEE Transactions on Industry Ap-plications,1994,30(4):920.[5]㊀BOUSSAK M,JARRAY K.A high-performance sensorless indi-rect stator flux orientation control of induction motor drive[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2006,53(1):4.[6]㊀JONG W C,SEUNG K S.Fast current controller in three-phaseAC/DC boost converter using d-q axis crosscoupling[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1998,13(1):79. [7]㊀ZHU Hao,XIAO Xi,LI Yongdong.PI type dynamic decouplingcontrol scheme for PMSM high speed operation[C]//2010Twen-ty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC).Feberary21-25,2010,Palm Springs, CA,US.2010:1736-1739.[8]㊀MOHAMED YARI,EL-SAADANY E F.A current control schemewith an adaptive internal model for torque-ripple minimization and robust current regulation in PMSM drive systems[J].IEEE Trans-actions on Energy Conversion,2008,23(1):92.[9]㊀周华伟,温旭辉,赵峰,等.基于内模的永磁同步电机滑模电流解耦控制[J].中国电机工程学报,2012,32(15):91.ZHOU Huawei,WEN Xuhui,ZHAO Feng,et al.Decoupled cur-rent control of permanent magnet synchronous motors drives with sliding mode control strategy based on internal model[J].Pro-ceedings of the CSEE,2012,32(15):91.[10]㊀周志刚.一种感应电机的解耦控制方法[J].中国电机工程学报,2003,23(2):121.ZHOU Zhigang.A induction motor decouple control method[J].Proceedings of the CSEE,2003,23(2):121. [11]㊀刘宇博,王旭东,周凯.基于滑模观测器的永磁同步电机电流偏差解耦控制[J].电工技术学报,2020,35(8):1642.LIU Yubo,WANG Xudong,ZHOU Kai.Current deviation de-coupling control with a sliding mode observer[J].Transactions ofChina Electrotechnical Society,2020,35(8):1642. [12]㊀戴先中,张兴华,刘国海,等.感应电机的神经网络逆系统线性化解耦控制[J].中国电机工程学报,2004,24(1):112.DAI Xianzhong,ZHANG Xinghua,LIU Guohai,et al.Decou-pling control of induction motor based on neural networks inverse[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(1):112. [13]㊀吴为,丁信忠,严彩忠.基于复矢量的电流环解耦控制方法研究[J].中国电机工程学报,2017,37(14):4184.WU wei,DING Xinzhong,YAN Caizhong.Research on controlmethod of current loop decoupling based on complex vector[J].Proceedings of the CSEE,2017,37(14):4184. [14]㊀BRIZ F,DEGNER M W,LORENZ RD.Analysis and design ofcurrent regulators using complex vectors[J].IEEE Transactionson Industry Applications,2000,36(3):817. [15]㊀CHENG B,TESCH T R.Torque feedforward control techniquefor permanent-magnet synchronous motors[J].IEEE Transac-tions on Industrial Electronics,2010,57(3):969. [16]㊀CHEN Y,HUANG X,WANG J,et al.Improved flux-weakeningcontrol of IPMSMs based on torque feedforward technique[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2018:1. [17]㊀SHIM H,JO N H.An almost necessary and sufficient conditionfor robust stability of closed-loop systems with disturbance observ-er[J].Automatica,2009,45(1):296.[18]㊀迟颂,刘聪,李雪,等.基于虚拟阻抗的永磁同步电机弱磁控制[J].电机与控制学报,2020,24(11):9.CHI song,LIU Cong,LI Xue,et al.Flux-weakening control ofpermanent magnet synchronous motors based on virtual impedance[J].Electric Machines and Control,2020,24(11):9. [19]㊀康尔良,陈健.永磁同步电机改进滑模无位置传感器控制[J].电机与控制学报,2022,26(10):88.KANG Erliang,CHEN Jian.Improved sliding mode sensorless411电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀control of permanent magnet synchronous motor[J].Electric Ma-chines and Control,2022,26(10):88.[20]㊀贾成禹,王旭东,周凯.基于电感辨识的内置式永磁同步电机电流模型预测控制[J].电机与控制学报,2021,25(11):75.JIA Chengyu,WANG Xudong,ZHOU Kai.Current model pre-dictive control of inner permanent magnet synchronous motorbased on inductance identification[J].Electric Machines andControl,2021,25(11):75.[21]㊀王勃,王天擎,于泳,等感应电机电流环非线性积分滑模控制策略[J].电工技术学报,2021,36(10):2039.WANG Bo,WANG Tianqing,YU Yong,et al.Current loopnonlinear integral sliding mode control strategy for induction mo-tors[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2021,36(10):2039.[22]㊀金鸿雁,赵希梅,原浩.永磁直线同步电机动态边界层全局互补滑模控制[J].电工技术学报,2020,35(9):1945.JIN Hongyan,ZHAO Ximei,YUAN Hao.Dynamic boundarylayer global complementary sliding mode control of permanentmagnet linear synchronous motor[J].Transactions of China Elec-trotechnical Society,2020,35(9):1945.(编辑:刘素菊)511第6期洪俊杰等:采用改进复矢量的PMSM电流解耦控制。
异步电动机矢量控制_FOC_和直接转矩控制_DTC_方案的比较(粗读)
图１
基本 ＤＦＯＣ 原理图
异步电动…………………………… （８） dt Lr （９） ϕr = (ϕ s − σLS i s ) ………………………… M 转子磁通估计器已经被认为是理想的，在低速时
变流技术与电力牵引
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异步电动机矢量控制（Ｆ Ｏ Ｃ ）和直接转矩控制（Ｄ Ｔ Ｃ ）方案的比较
１ ３
由电机参数变化而产生的影响超出了本文的主要研究 目的。 电流控制器在转子磁链坐标系下用带反电势补偿 的 ＰＩ 调节器来实现。
转矩脉动。这种现象主要是由于在电压空间矢量选择 算法中缺少转矩和转子速度值的信息。 表 １ 基本开关表
直接转矩控制的本质就是基于电机转矩和磁通的参考值与观测值之间的误差通过直接控制逆变器的开关状态以使转矩和磁通误差限制在预定的容差范与磁场定向控制foc不同直接转矩控制不需要任何电流调节器坐标变换和pwm信号发生器如不需要结果定时器
变流技术与电力牵引
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设计・研究
异步电动机矢量控制（ＦＯＣ）和 直接转矩控制（ＤＴＣ）方案的比较
１
引言
种技术之间的区别和它们的优、缺点。 直接转矩控制的本质就是基于电机转矩和磁通的 参考值与观测值之间的误差，通过直接控制逆变器的 开关状态，以使转矩和磁通误差限制在预定的容差范 围内。 与磁场定向控制（ＦＯＣ）不同，直接转矩控制不需 要任何电流调节器、坐标变换和 ＰＷＭ 信号发生器（如 不需要结果定时器） 。尽管 ＤＴＣ 结构简单，但它能获得 优良的动、静态转矩控制性能。问题是相对于 ＦＯＣ 如 何令人满意地定量分析 ＤＴＣ 的转矩控制性能。 另外，相对于 ＦＯＣ，直接转矩控制对参数变化具 有较强的不敏感性。 然而，众所周知，直接转矩控制具有如下缺点： （１）极低速下难于控制转矩和磁通； （２）电流和转矩脉动大； （３）开关频率变化的特性； （４）低速下噪声大； （５）缺乏对电流的直接控制。 因此，根据笔者的经验，给出了这两种技术（ＦＯＣ
变频调速开环vf控制系统参数的设置与应用
课程设计三相异步电动机(15KW电机）变频调速开环V/F控制系统参数的设置与应用（616G5）学校:XXXX大学院系:机电工程学院专业:电气工程及其自动化指导老师:XXX姓名:XXX学号:0805107XX设计要求学生应熟悉各种电气设备，电动机，变频器，传感器，PID调节器等。
要求完成资料收集工作、提出设计方案并完成全部设计工作。
在设计工作中，对所提供的各部分图纸应符合制图标准，并要求所有电气工程符号应采用国家统一标准。
目录一交流调速系统概述二变频调速系统概述三电机选择及参数四安川变频器（616g5）特点与优势五三相异步电动机（5.5KW）变频调速开环V/F控制系统（616g5）参数设定六结束语参考文献一交流调速系统概述1.1 交流调速系统的特点对于可调速的电力拖动系统，工程上往往把它分为直流调速系统和交流调速系统两类。
这主要是根据采用什么电流制型式的电动机来进行电能与机械能的转换而划分的，所谓交流调速系统，就是以交流电动机作为电能—机械能的转换装置，并对其进行控制以产生所需要的转速。
纵观电力拖动的发展过程，交、直流两大调速系统一直并存于各个工业领域，虽然由于各个时期科学技术的发展使得它们所处的地位有所不同，但它们始终是随着工业技术的发展，特别是随着电力电子元器件的发展而在相互竞争。
在过去很长一段时期，由于直流电动机的优良调速性能，在可逆、可调速与高精度、宽调速范围的电力拖动技术领域中，几乎都是采用直流调速系统。
然而由于直流电动机其有机械式换向器这一致命的弱点，致使直流电动机制造成本高、价格昂贵、维护麻烦、使用环境受到限制，其自身结构也约束了单台电机的转速，功率上限，从而给直流传动的应用带来了一系列的限制。
相对于直流电动机来说，交流电动机特别是鼠笼式异步电动机具有结构简单，制造成本低，坚固耐用，运行可靠，维护方便，惯性小，动态响应好，以及易于向高压、高速和大功率方向发展等优点。
因此，近几十年以来，不少国家都在致力于交流调速系统的研究，用没有换向器的交流电动机实现调速来取代直流电动机，突破它的限制。
异步电机电流内模解耦控制系统分析与仿真
第 １ 卷第 ５ ９ 期
２０ ０ ７年 １ Ｏ月
电 力 系 统 及 其 自 ห้องสมุดไป่ตู้ 化 学 报
Ｐｒ ｅ ｄｉ ｈｅ ＣＳＵ ～ ｏｃ ｅ ｎｇｓｏｆｔ ＥＰＳＡ
Ｖ ｏ ．１ １ ９ Ｎｏ．５
ＯＣ ． ｔ
２０ ０７
异 步 电机 电流 内模 解 耦 控 制 系统分 析 与仿 真
ｍ ｏ ｏ ｎ ｄ— ｅ ｅ ｅ ｅ ｆａ ｅ． ｎ ｈｅ ｄ ｓｇｎ ｏｆｓ ａ ｏｒｃ ｒ ｎｔｃ ｔ ｒ ｉ ｇ ｒ ｆ ｒ ｎｃ ｒ ｍ Ａ ｄ ｔ ｅ ｉ ｔ ｔ ｕｒ ｅ ｏｎｔｏｌｅ ｓ ｐ ｏ ｓ ｄ ｉ ｔ ｉ ｂ ｅ ｎ ｒ ｏｒ ｒ ｌ ｒｉ ｒ ｐｏ ｅ ｎ ｄｅ ａｌ ａｓ ｄ ｏ ｏｔ
ｆｕ ｒｅ ｔ ｄ ｖ ｃ ｏ ｏ ｔ ｏ ． ｎ ｏ ｄ ｒ ｔ ａ ｅ ｐ ｒ ｍｅ ｅ ｏ ｌ ｅ ａ ｉ ｎ ｏ ａ ｃ ｕ ｔｗｈ ｃ ｓ ｃ ｕ ｅ ｙ ｌａ ｌ ｘ ｏ ｉｎ ｅ ｅ ｔ ｒ ｃ ｎ ｒ １ Ｉ ｒ ｅ Ｏ ｔ ｋ ａ ａ ｔ ｒ ｎ ｎ ｉ ｒ ｒ ｙ ｉ ｔ ｃ ｏ ｎ ｉｈ ｉ ａ ｓ ｄ ｂ ｏ ｄ ｎ ｔ
Ａｂ ｔ ａ ｔ ｓｒ ｃ ：Ｔｈ ｎ ｅ ｎ ｌ ｍｏ ｅ ｏ ｔｏ ｔ ｏ ｓ ｉ ｔ ｏ ｕ ｅ ａ ｅ ｎ ｔ ｅ ｄ ｎ ｍｉ ｍｏ ｅ ｏ ｓ ｎ ｈ ｏ ｏ ｓ ｅ ｉ ｔ ｒ ａ ｄ ｌ ｃ ｎ ｒ ｌ ｍｅ ｈ ｄ ｉ ｎ ｒ ｄ ｃ ｄ ｂ ｓ ｄ ｏ ｈ ｙ ａ ｃ ｄ ｌ ｆａ ｙ ｃ ｒ ｎ ｕ
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（ ｐ ｒ ｍｅ ｔｏｆＥｌｃ ｒ ｍｅ ｈａ ｉ Ｄｅ ａ ｔ ｎ ｅ ｔ ｏ ｃ ｎ ｃ，Ｌｉｎｙｕ ａ ｇ Ｔｅ ｈｎ ｃ ｌＣｏｌｅ ａ ｎｇ ｎ ｃ ｉａ ｌｇｅ， Ｌｉ ｎ ｎｇ ｎｇ ２ ０ ６，Ｃｈｉ ａ） ａ ｙｕ ａ ２２ ０ ｎ
变频器的VF控制与矢量控制
变频器的V/F控制与矢量控制U/f=C的正弦脉宽调制（SPWM）控制方式其特点是控制电路结构简单、成本较低，机械特性硬度也较好，能够满足一般传动的平滑调速要求，已在产业的各个领域得到广泛应用。
但是，这种控制方式在低频时，由于输出电压较低，转矩受定子电阻压降的影响比较显著，使输出最大转矩减小。
另外，其机械特性终究没有直流电动机硬，动态转矩能力和静态调速性能都还不尽如人意，且系统性能不高、控制曲线会随负载的变化而变化，转矩响应慢、电机转矩利用率不高，低速时因定子电阻和逆变器死区效应的存在而性能下降，稳定性变差等。
因此人们又研究出矢量控制变频调速。
矢量控制（VC）方式矢量控制变频调速的做法是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib、Ic、通过三相－二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1、It1（Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿直流电动机的控制方法，求得直流电动机的控制量，经过相应的坐标反变换，实现对异步电动机的控制。
其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度，磁场两个分量进行独立控制。
通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。
矢量控制方法的提出具有划时代的意义。
然而在实际应用中，由于转子磁链难以准确观测，系统特性受电动机参数的影响较大，且在等效直流电动机控制过程中所用矢量旋转变换较复杂，使得实际的控制效果难以达到理想分析的结果。
V/F控制与矢量都是恒转矩控制。
U/F相对转矩可能变化大一些。
而矢量是根据需要的转矩来调节的，相对不好控制一些。
对普通用途。
两者一样。
1、矢量控制方式矢量控制，最简单的说，就是将交流电机调速通过一系列等效变换，等效成直流电机的调速特性，就这么简单，至于深入了解，那就得深入了解变频器的数学模型，电机学等学科。
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第35卷 第10期2007年 10月 华 中 科 技 大 学 学 报(自然科学版 J.H uazhong U niv.o f Sci.&T ech.(N ature Science Editio nV ol.35N o.10 O ct. 2007
收稿日期:2006-07-20. 作者简介:罗 慧(1976-,女,讲师;武汉,华中科技大学控制科学与工程系(430074.E -mail :key luo@263.net
基于电流解耦的异步电机V/F 控制补偿方法 罗 慧 王庆义 尹 泉 万淑芸 (华中科技大学控制科学与工程系,湖北武汉430074 摘要:针对异步电机恒压频比(V/F控制低速性能不理想的问题,提出了一种新颖的定子电阻压降的补偿方法.该方法在对定子电流进行解耦的基础上,根据异步电机低频运行时简化的等值电路和矢量图,采用一种基于力矩电流的标量补偿方法对定子电阻压降进行补偿,并结合转差频率补偿,以实现电机低频时的自动转矩提升.该方法有效改善了异步电机V/F 控制时的低速性能,保证低频运行时依然能获得额定磁通和相应的转矩.基于Saber 软件的仿真结果表明:采用补偿方法后,电机能够带额定负载稳定运行在2H z 工况下,电机的带负载能力有明显的提高,补偿后的机械特性略有上扬.
关 键 词:异步电机;恒压频比控制;转差频率补偿;定子电阻压降补偿;定子电流解耦中图分类号:T M 301.2 文献标识码:A 文章编号:1671-4512(200710-0060-04
A study on compensation of the V/F controlled induction motor drives based on decoupled stator current L uo H ui Wang Qiny i Yin Quan Wan S huy un (Department of Co ntr ol Science and Engineering ,H uazhong U niversity o f Science and T echno lo gy ,Wuhan 430074,China Abstract :A novel compensation metho d for the current -resistant stator voltage drop is presented in the paper to improve the perform ance o f the V/F controlled induction motor drives.Accor ding to the simplified per phase equivalent cir cuit and vector diag ram of inductio n mo to r in low frequency ,the slip frequency and current -resistant stator voltage dr op are estimated and compensated based on flux and to rque co mpo nent of the stator current in the rotor -flux oriented reference frame to bo ost the torque and keep the stato r flux constant.T he compensation m ethod can im pro ve the per for mance of the V/F controlled inductio n m otor drives in low frequency reg ion.The sim ulation result show s that,by using the proposed method,the speed can be contro lled dow n to 2H z w ith full load torques.
Key words :induction mo to r;V/F (voltage/frequency control;slip com pensatio n;stato r resistance
compensation;stator curr ent decouple 与矢量控制[1~3]相比,恒压频比(V/F控制具有简单、可靠、低成本等优点,在交流调速领域得到广泛的应用.但是传统的V/F 控制在低频运行时,由于受到定子电阻压降、转差频率和死区等因素的影响,会导致气隙磁通幅值变小、电机带负载能力差、稳态精度低等问题.本文提出了一种新颖的基于定子电流解耦的补偿方法,可有效地改善异步电机V/F 控制时的低速性能.基于Saber
平台的半物理仿真结果证明,采用该补偿策略可以获得良好的低速带负载能力. 1 整体控制方案 本文提出的整体方案如图1所示.系统在传统V/F 控制的基础上加入了3种补偿:转差频 率补偿、定子电阻压降补偿和死区补偿[4]. 图1系统整体结构框图 图1中,X*r是给定转子转速;^X sl是估算的转差频率;X e是同步角频率;T^e是估算转矩;i s d和i s q分别是励磁电流和力矩电流;E*s是定子反电动势的给定值;U b是补偿电压;H e是同步角;U s 和I s分别是定子电压矢量和定子电流矢量;U*s A 和U*s B分别是给定电压的静止坐标系轴分量.
2转差频率补偿 异步电机运行时,为了产生足够的转矩以驱动负载,必须产生转差频率X sl.额定工况时,转差频率约为额定频率的1%到5%.V/F控制时,电机若运行在中高频率段,与同步频率X e相比,则转差频率X sl很小,可以忽略不计;电机若运行在低频率段,转差频率X sl与同步频率X e相比,则转差频率X sl不能被忽略,必须进行补偿,否则电机带载启动时会堵转.
本文在分析电机动态模型的基础上,提出了一种基于估算转矩T^e和励磁电流i s d的转差频率补偿策略.
在转子磁场定向的同步旋转d-q坐标系内,转差频率X sl和电磁转矩T e之间的关系可表示为T e=(n p/R rL2m i2s d X sl,式中:n p为极对数;R r为转子电阻;L m为互感.由此,转差频率估算值^X sl可以表示为^X sl=T e R r/(n p L2m i2s d.
为估算转差频率^X sl,还需要估算电磁转矩T e和励磁电流i s d.电磁转矩估算值T^e=(3n p/ 2(W s A i s B-W s B i s A,式中i s A,i s B和W s A,W s B分别为定子电流和定子磁链在静止A-B坐标系中的投影量,
W s A=Q(u s A-R s i s Ad t, W s B=Q(u s B-R s i s Bd t, 其中:R s为定子电阻;u s A,u s B为定子端电压在静止A-B坐标系中的投影量.为了克服纯积分的直流漂移问题,采用文献[5]提出的基于坐标变换的双限幅积分器.
要将定子电流解耦为励磁电流i s d和力矩电流i s q,必须将同步旋转d-q坐标的d轴定向在转子磁链矢量W r上.为了估算转子磁链角H W
r 的正、 余弦值,先要估算转子磁链 W r A=(L r/L m[W s A-R L s i s A]; W r B=(L r/L m[W s B-R L s i s B], 式中:L s和L r分别为定子电感和转子电感;漏感系数R=1-L2m/(L s L r.然后就可估算转子磁链
角H W r 的正、余弦值: co s H W r =W r A/(W2r A+W2r B1/2; sin H W r =W r B/(W2r A+W2r B1/2. 定子电流i s A,i s B经过Park变换,就可求出励磁电流i s d和力矩电流i s q,即 i s d=i s A co s H W r +i s B sin H W r ; i s q=-i s A sin H W r +i s B cos H W r . 求出T^e和i s d后,就可以估算出^X sl.由于V/ F控制属于开环控制,对快速性要求不高,因此对所有的直流量,如T^e,i s d,i s q和^X sl都引入了低通滤波器,以消除高频抖动.
3定子电阻压降补偿 V/F控制时若电机运行在低频段,定子端电压主要消耗在定子电阻上,则会导致气隙磁链幅值变小.补偿定子电阻压降是为了保证低频时依然能获得额定磁通和相应的转矩.值得一提的是,低频时因为定、转子漏感很小,可忽略不计,所以气隙磁链、定子磁链和转子磁链的幅值可认为近似相等.因气隙磁链不易观测,故一般只观测定子磁链. 通常有两种补偿定子电阻压降的方法:矢量补偿和标量补偿.矢量补偿是按照物理量之间的三角关系来计算定子电压给定值的[6],从幅值和相角两方面来修正定子电压.矢量补偿虽然准确,但是定子电流矢量和定子电压矢量之间的夹角不易获得,且计算复杂,难以实现.标量补偿只修正定子电压矢量的幅值,即U s=E*s+U b,式中:E*s 是定子反电动势的给定值,由频率给定值和压频比相乘产生;U b是电压幅值的补偿量,通常令U b=I s R s.但工程实践表明这种补偿方法容易导致磁通饱和,电流增大,而电机的带负载能力没有明显提高,尤其当负载突降时,定子磁通饱和现象更明显,所以这种标量补偿策略容易导致过补偿.本文提出了另外一种新颖的标量补偿策略,即
U s=E*s+U b=E*s+R s i s q, 式中i s q是定子电流解耦后的转矩电流.由于当磁 # 61 # 第10期罗慧等:基于电流解耦的异步电机V/F控制补偿方法