PI控制器控制的双闭环控制串级调速系统..

目录

第一章概述 (2)

第二章双闭环控制串级调速系统 (3)

2.1双闭环控制串级调速系统的组成 (3)

2.2异步电动机串级调速时转子整流电路工作状态的选择 (4)

2.3串级调速系统的动态数学模型 (6)

2.4异步电动机和转子直流回路传递函数计算 (9)

2.5调节器参数的设计-电流环和转速环设计 (10)

2.5.1 电流环的设计 (10)

2.5.2 转速环的设计 (12)

第三章 MATLAB仿真 (14)

3.1给定阶跃的仿真： (14)

3.2抗扰仿真 (14)

第四章收获与致谢 (16)

参考文献 (16)

第一章概述

串级调速理论早在20世纪30年代就已提出,到了60-70年代,当可控电力电子器件出现以后,才得到更好的应用。20世纪60年代以来,由于高压大电流晶闸管的出现,串级调速系统获得了空前的发展。60年代中期,W.Shepherd和J.Stanw 就提出了一种将绕线转子电动机的转差功率进行整流,然后经过晶闸管逆变器将整流后的转差功率逆变为电网频率的交流功率,并将其反馈到电动机的定子辅助绕组中的晶闸管串级方案,称为“定子反馈”方案,而把通过变压器,逆变变压器,将转差功率反馈到电网,常规的晶闸管串级,称为“电网反馈”方案。在“定子反馈”方案中,辅助绕组与定子绕组电气上绝缘,通过磁耦合,即电磁感应,将转差功率经过定子绕组反馈到电网,这就是我们所说的“内馈”串调。 20世纪60年代末期,我国的一些单位开始进行晶闸管串级调速的试验,70年代后期,西安整流器厂首先推出了系列产品,以后其他厂家也相继推出。国内最先是由屈维谦在80年代后期提出内馈串级调速方案的。90年代中期以后,有一家公司又推出斩波式内馈串调。随着电力电子技术和控制策略的发展,新的拓扑结构和控制策略被不断提出。到目前为止全国已有四到五家知名的内馈串级调速装置的生产厂家。如今节约能源、更加合理地、有效地利用能源是一项艰巨、利国利民造福子孙的长期工作,也是我国的一项基本国策。随着我国改革开放不断深入和国民经济、科学技术的飞速发展,国家大量拨款加速建设,现在已经取得了很大的进步,有部分项目已经达到了实用化阶段相信在不久的将来我国在双闭环串级调速系统方面一定会赶上或进一步缩小与发达国家之间的差距

本课程设计就要求结合给定的初始条件来完成直流双闭环调速系统的设计，其中包括绘制该调速系统的原理图，对调节器进行工程设计，选择调节器的参数等。要实现直流双闭环调速系统的设计需先对控制系统的组成及工作原理有一定深入的理解，弄清楚调速系统每个组成部分的作用，弄清楚转速环和电流环的工作原理，合理选择调节器的参数以便进行合理的工程设计。本设计通过变流系统将调节绕组从主绕组感应过来的电势串入电机的转子绕组，改变其串入电势的大小来实现调速。即将内反馈串级调速电动机的部分转子能量取出以改变电动机转差率来实现调速的。PI控制器控制的双闭环控制串级调速系统的设计

第二章双闭环控制串级调速系统的设计2.1双闭环控制串级调速系统的组成

图2-1双闭环控制的串级调速系统结构图

图2-1所示为双闭环控制的串级调速系统原理图。图中，转速反馈信号取自异步电动机轴上联接的测速发电机，电流反馈信号取自逆变器交流侧的电流互感器，也可通过霍尔变换器或直流互感器取自转子直流回路。

为了防止逆变器逆变颠覆，在电流调节器ACR输出电压为零时，应整定触发脉冲输出相位角为β= βmin 。

图中，晶闸管异步电动机串级调速系统的主电路主要由晶闸管三相全控桥式有源逆变器UI、三相桥式二极管转子整流器UR、三相绕线式异步电动机M、逆变变压器TI、平波电抗器Ld等组成。绕线转子异步电机，其转子相电动势经三相不可控整流器 UR 整流，输出直流电压Ud 。三相有源逆变器 UI 除提供可调的直流电压Ui以作为所需的附加直流电动势外，还可将经 UR整流后输出的异步电机转差功率回馈到电网，从而实现高效、节能、无级的调速效果。图所示的系统与直流不可逆双闭环调速系统一样，具有静态稳速与动态恒流的作用。所不同的是它的控制作用都是通过异步电动机转子回路实现的。

动态结构框图：

图2-2双闭环控制的串级调速系统结构图

2.2 异步电动机串级调速时转子整流电路工作状态的选择

异步电动机相当于转子整流器的供电电源。如果把电动机定子看成是整流变压器的一次侧，则转子绕组相当于二次侧，与带整流变压器的整流电路非常相似，因而可以引用电力电子技术中分析整流电路的一些结论来研究串级调速时的转子整流电路。

但是，两者之间还存在着一些显著的差异，主要是：整流电路的不同点: （1）一般整流变压器输入输出的频率是一样的，而异步电动机转子绕组感应电动势的幅值与频率都是变化的，随电机转速的改变而变化；

（2）异步电动机折算到转子侧的漏抗值也与转子频率或转差率有关；

（3）由于异步电动机折算到转子侧的漏抗值较大，所以出现的换相重叠现象比一般整流电路严重，从而在负载较大时会引起整流器件的强迫延迟换相现象。

1．转子整流电路：（如图2-3）

图2-3 转子整流电路

2. 电路分析：

假设条件：

（1）整流器件具有理想的整流特性，

管压降及漏电流均可忽略；

（2）转子直流回路中平波电抗器的

电感为无穷大，直流电流波形平直；

（3）忽略电动机励磁阻抗的影响。

换相重叠现象：

设电动机在某一转差率下稳定运行，转子三相的感应电动势为ra E 、rb E 、rc E 。当各整流器件依次导通时，必有器件间的换相过程，这时处于换相中的两相电动势同时起作用，产生换相重叠压降，如图2-4所示。

图2-4换相重叠波形

根据《电力电子技术》中介绍的理论，换相重叠角为:

arccos 1arccos 1γ????

=-=????

(2.1)

其中:

0D X :1s =时折算到转子侧的电动机定子和转子每相漏抗。

由式2.7可知，换相重叠角随着整流电流d I 的增大而增加。 当d I 较小，γ在0

0060之间时，整流电路中各整流器件都在对应相电压波

形的自然换相点处换流，整流波形正常。

当电流d I 增大到γ角大于060时，器件在自然换相点处未能结束换流，从而迫使本该在自然换相点换流的器件推迟换流，出现了强迫延迟换相现象，所延迟的角度称作强迫延时换相角p α。

由此可见，串级调速时的异步电动机转子整流电路有两种正常工作状态。

转子整流电路的工作状态

（1）第一种工作状态的特征是:

00060γ≤≤,0p α= (2.2) 此时，转子整流电路处于正常的不可控整流工作状态，可称之为第一工作区。 （2）第二种工作状态的特征是:

060γ=，00030p α<< (2.3)

这时，由于强迫延迟换相的作用，使得整流电路好似处于可控的整流工作状态，p α角相当于整流器件的控制角，这一状态称作第二工作区。

由于整流电路的不可控整流状态是可控整流状态当控制角为零时的特殊情况，所以可

以直接引用可控整流电路的有关分析式来表示串级调速时转子整流电路的电流和电压。

整流电流：I 0

0d 26D r X E =[cos 4/100r )6sin(26cos π

αγαα+=+-P D P P X E ）（ (2.4)

整流电压：U d D P P r I R sE 22

)

cos(cos 34.20

d -++=γαα

= d D D P r I R I X sE 23-

cos 34.2d 0

0-=π

α (2.5)

当 Id 较小，γ在0°~ 60°之间时，整流电路中各整流器件都在对应相电压波形的自然换

相点处换流，整流波形正常。由设计要求知转子整流电路工作在第一工作区αp = 0，γ= 0 ~ 60 °。

2.3串级调速系统的动态数学模型

在图2.1所示的系统中，可控整流装置、调节器以及反馈环节的动态结构框图均与直流调速系统中相同。在异步电动机转子直流回路中，不少物理量都与转差率有关，所以要单独处理。 (1)转子直流回路的传递函数

根据图2.2的等效电路图可以列出串级调速系统转子直流回路的动态 电压平衡方程式：

00d

d i d dI sU U L

RI dt

-=+ (2.6) 式中:

0d U :当1s =时转子整流器输出的空载电压, Ud0=2.34Er0co αp

0i U :逆变器直流侧的空载电压,

Ui0 = 2.34UT2 cos

β

D L :折算到转子侧的异步电动机每相漏感， 0

1

1

2D D D X X L f ωπ=

=

T L :折算到二次侧的逆变变压器每相漏感， 11

2T T T X X

L f ωπ=

= L L :平波电抗器电感,

L :转子直流回路总电感，

L=2D L +2T L +L L

R :转差率为s 时转子直流回路等效电阻:

3322D T

D T L X X R S R R R π

π

=

+

+++ (2.7)

于是式(2.7)可改写成:

0000d D d i d dI n

U U U L RI n dt

-

-=+ 将式(2.7)两边取拉氏变换，可求得转子直流回路的传递函数:

000()1

()0

d Lr d Ls d i I s K

U

T U n s U n =+-- (2.8)

式中：

T Lr :转子直流回路的时间常数:

T Lr =

R L =1000

4.06.7? Lr K :转子直流回路的放大系数:

1Lr K R =

=4

.01 (2.9) 转子直流回路的动态结构框图如图2-4所示。需要指出，串级调速系统转子直流

回路传递函数中的时间常数Ls T 和放大系数Lr K 都是转速n 的函数，它们是非定常

数

图2-5转子直流回路动态结构框图

(2) 异步电动机的传递函数

异步电动机的电磁转矩为: 00031

()D e d d d M d X T U I I C I π

=

-=Ω (2.10) 电力拖动系统的运动方程式为:

2375e L GD dn T T dt

-= (2.11)

或写成 :

()2375M d L GD dn

C I I dt

-= (2.12)

式中:

L T :负载转矩,

L I :所对应的等效直流电流,

由此可得异步电动机在串级调速时的传递函数为:

2/()

()()

375E d L E M E M

R C n s R

GD R I s I s C T s

s

C C =

=- (2.13)

其中2375M E M GD R

T C C =为机电时间常数，M T 与R 、E C 、M C 都有关系，所以也不是

常数，而是d I 和n 的函数。

（3）串级调速系统的动态结构框图

把图2.1 中的异步电动机和转子直流回路都画成传递函数框图，再考虑给定滤波环节和反馈滤波环节就可直接画出双闭环控制串级调速系统的动态结构框图，如图2.4所示。

图2-6双闭环串级调速系统动态结构框图

2.4 异步电动机和转子直流回路传递函数计算

当1s =时转子整流器输出的空载电压, Ud0=2.34Er0co αp ?=34.2 1274V 13

943

=? 折算到转子侧的异步电动机每相漏感:

01

12D D D X X L f ωπ=

=

= 0.73mH 50

14.3223

.0=?? 折算到二次侧的逆变变压器每相漏感:

112T T T X X L f ωπ== = 0.57mH 50

14.3218.0=?? 平波电抗器电感:

L L =5mH

转子直流回路总电感:

L=2D L +2T L +7.6mH 50.5720.732=+?+?=L L

转差率为s 时转子直流回路等效电阻R : 0

3322D T

D T L X X R S R R R π

π

=+

+++

=+??0.714.323.030.39=0.0040.012+14

.318

.03???Ω ≈0.4Ω

T Lr :转子直流回路的时间常数:

r L =

R L =

0.019s 1000

4.06

.7=?

Lr K :转子直流回路的放大系数:

1Lr K R == 2.54

.01=

电动势系数：

E C =

03

n X I U D d d π

-

=

370

23

.0843

-

1274??π

=3.4

电动机额定励磁下的转矩电流比

M C =π30Ce=14

.330?3.4=32.48

电力拖动系统机电时间常数

M T =

M E 2C C 375R GD =48

.324.33754.07863???=0.076 转差率s ：

s=

0.7n 00=-n n N

空载转速n 0：

n 0=

s -1n N =7.01370-=1233.33r/min 转差电压扰动： 033.11233

1274

00==n U d 所以，转子直流回路的传递函数：G （s ）=

1+s T K r r L L =1

019.05

.2+s 异步电动机的传递函数：)(s G =s

s s s T C R M E 55

.12584.04.0076.04.34.0=

=?=

2.5 调节器参数的设计- 电流环和转速环设计 2.5.1 电流环的设计 ACR:

1. 确定时间常数

1）整流装置滞后时间常数T s 。

按表1-2，三相桥式电路的平均失控时间： T s =0.0017s

2）电流滤波时间常数T oi 。 T oi =0.003s 。

3) 电流环小时间常数之和i T ∑。

i T ∑=s T +i T 0=0.0017s+0.003s =0.0047s

s T :整流装置滞后时间常数,oi T :电流滤波时间常数

2、选择电流调节器结构

由表2-2知KT=0.5时,电流调节器超调量σι=4.3% 而且对电源电压抗压性能:

i l T T ∑ = 4.04 0047

.0019.0= 因此可按典型I 型系统设计。电流调节器选用PI 型，其传递函数为：

s

s K s W i i i

ACR ττ1

)(+= 3．电流调节器参数的计算

ACR 超前时间常数：

i τ=T l =T Lr =0.019s

0.5I i K T ∑= ,因此，电流环开环增益:

0047

.05

.0=106.38 s -1

于是，ACR 的比例系数为：

所以，电流调节器传递函数为：

)(s ACR W =s

s K i i i ττ1+=s

s 019.0019.00087.0+ 电流调节器的原理图如图2-7所示：

图2-7 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器原理图

2.5.2 转速环的设计

ASR:

转速环设计及参数计算： 1．时间常数的确定

（1

s 0094.00047.02=? (2) n T 0=0.01s （3）转速环小时间常数为:

n T ∑n T 0=s 0194.001.00094.0=+

2.选择转速调节器结构

由于设计要求无静差，转速调节器必须含有积分环节；又根据动态要求，应按典型Ⅱ型系统设计转速环。故ASR 选用PI 调节器，其传递函数为： s

s K s W n n n

ASR ττ1

)(+= 3.转速调节器参数的计算

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5,

ASR 超前时间常数为：

n τ=0.097s 0.0194s 5=?=∑n hT

转速环开环增益：

N K =n T n T h h h ∑∑???+21=

318.850194.00194.0.025215=???+s -1

因此ASR 的比例系数为：

n K = T 2)1h n ∑+R h CeTm αβ（=100194.04.0022.052076

.04.3011.06=???????

所以，转速调节器的传递函数为：

)(s W ASR =s

s K n n n ττ1+=s

s 097.01097.0+

转速调节器的原理图如图2-9所示：

图2-8 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器

第三章 MATLAB仿真

3.1 给定阶跃的仿真：

根据上面绘制的动态结构框图以及球得的参数，在simulink里绘制出仿真图，得出转速波形图，如下：

图3-1 系统仿真图形

从上面仿真出的转速波形图可以看出，系统从给定突加脉冲使转速上升至所需转速只需0.3秒左右，超调量极小。表明系统性能好，响应快且稳定性好。

3.2抗扰仿真

,得出系统仿真图形如下:

在1.5秒时给系统一个扰动I

L

图3-2 加扰动后的转速仿真图形

由上图可以看出,此时电机转速开始下降。在经过了大约0.2秒后，电机的转速又趋于稳定。且稳定性能较好，基本不受负载变化的影响。

根据以上仿真结果可知，该晶闸管串级调速系统具有响应快、超调量小、精度高、抗扰动性强、运行稳定等优点。

第四章收获与致谢

在本次课程设计过程中，我学到了很多东西，也遇到了很多麻烦。在开始做课程设计之时，授课老师就向我们说本次设计要仿真，让我们了解一下相关的知识信息。但当开始设计时还是手忙脚乱，主要是因为我们对MATLAB仿真不太了解。首先是系统参数的计算。但是事实上我们的计算工作并不顺利，第一原因还是我们太懒了，没有认真对待每一个计算环节。然后是计算时急于求成，导致有些计算结果出错，最后还是从新算一遍，得不偿失。然后是原理图以及结构框图的绘制。在这方面我们没有遇到太大的问题，因为书上和网上有相关的内容，我们参考了一下就完成了。最后是系统的仿真，系统仿真恐怕是本次设计中最难的环节了。这种仿真我们上课时是没有接触过的，但我们还是从图书馆借到相关的书籍学习、查看、试编、修改，同时也参考了网上的以及指导老师的建议和提示。反复修改反复仿真调试，我们甚至想到了放弃。但功夫不负有心人，我们的付出最终还是迎来了回报，我们终于成功了。

在这里，我首先要感谢我尊敬的吴学娟老师，在这一周的课程设计过程中，从开始设计到实习报告的完成，无不凝聚着吴老师的汗水与心血。同时，我还要感谢我的组员刘欢。在整个设计过程中，他都提出了宝贵的意见与建议，并时刻支持着我，一起查阅资料、探讨问题、共同完成任务。对我帮助很大，受大很大的启发

参考文献

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