基于高频脉冲注入法的开关磁阻r电机转子初始位置判定研究
永磁同步电机转子初始位置检测方法
有传感器位置检测技术
有传感器位置检测技术
转子位置检测技术分有传感器检测技术和无传感器检测技术。有传感器位置检测技术主要指通过在系统中加 装位置检测传感器来检测转子位置的方法。有传感器位置检测技术根据所添加位置传感器的不同又可分为旋转变 压器检测技术、光电编码盘检测技术、解算器检测技术等，其中旋转变压器检测技术、光电编码盘检测技术最为 常用 。
旋转变压器检测技术
旋转变压器检测技术
旋转变压器是电机常用检测元件之一，旋转变压器分正余弦旋转变压器、线性旋转变压器、比例式旋转变压 器等。
正余弦旋转变压器原理图正余弦二对极无刷式旋转变压器原理如《正余弦旋转变压器原理图》所示，R1R2为 励磁绕组，S1 S3, S2 S4为定子输出绕组。工作时若在R1、2两端输入高频交流电压信号，产生脉振磁场，当转 子随电机旋转时，脉振磁场随之旋转，从而在定子绕组感应出与转子位置有关的脉振电动势。因为S1 S3, S2 S4 两套绕组互相垂直，输出信号相位差90°，形成随转子位置变化的正余弦信号，其输入输出关系为旋转变压器在 性能上可靠性高，有较强的抵抗外界恶劣环境的能力，但需要设计复杂的信号处理电路。这些信号处理电路的可 靠性和精度对转子位置检测有很大影响，并且造价昂贵导致成本大幅增加，限制了旋转变压器的应用范围 。
永磁同步电机转子初始位置检 测方法
位置传感器调速系统中的环节
01 简介
目录
复合式光电编码器检
02 测转子初始位置的方 法
03
有传感器位置检测技 术
04 旋转变压器检测技术
05 光电编码器检测技术
06
无传感器位置检测技 术
目录
07 高频信号注入检测技 术
09 总结
08 智能检测技术
脉冲注入法的无刷直流电机转子位置
基于脉冲注入法实现的无刷直流电机转子位置检测摘要：本文提出了一种采用脉冲注入来检测无刷直流电机在静止状态时转子位置的方法。
基于方法依次向定子绕组注入一系列的脉冲，通过脉冲电流的变化对转子位置进行估算。
实验结果表明：该方法不但具有较高的位置检测准确性，同时对电机的参数依赖性低，可以省去电机内部的检测元件，又可以应用到其它电机。
关键词：无刷直流电机转子位置脉冲注入识别AbstractThis paper presents a method to detect the rotor position of Permanent Magnet motors at standstill by using a suitable sequence of voltage pulses. Based on this method， a suitable sequence of voltage pulses is applied to the stator windings. We can estimate the magnets position by the current variation of the pulses. The obtained results show that this method is not only efficient but also need bit of motor parameters，it can omit motor internal examination parts and may be used on other type of motors.Key words: BLDCM Rotor position Pulses injection Recognition引言近年来，由于无位置传感器无刷直流电机(BLDCM)具有调速特性好、无换向火花、无无线电干扰、效率高、寿命长、运行可靠、维护简便等优点，其应用越来越广泛。
一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法
说明书摘要本发明公开一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法，步骤是：首先利用脉振高频电压注入法得到初次估计的转子位置，然后在初次估计的交轴上注入一个正方向扰动信号，再估计转子位置，根据估计得到的转速方向判断磁极极性，得到电机转子初始位置。
此种方法可解决脉振高频电压信号注入法检测转子初始位置时磁极极性的收敛问题，无需在直轴上注入正负方向的脉冲电流，可以有效地实现转子初始位置估算。
摘要附图1、一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法，其特征在于包括如下步骤：（1）在ˆˆdq -估计同步旋转坐标系的ˆd 轴上注入高频电压信号ˆcos()d mh h uU t ω=，给定ˆq 轴电压ˆ0q u =； （2）检测电机的两相电流，并经过Clarke 和Park 坐标系变换，得到ˆˆdq -估计同步旋转坐标系的ˆq轴电流ˆq i ，并依照以下步骤估计转子的位置和转速：首先，将检测得到的ˆq轴电流ˆq i 乘以调制信号cos()t h u t ω=；然后，对相乘后所得的信号低通滤波，得到ˆq轴电流ˆq i 的幅值信号()f θ∆；最后，对该幅值信号()f θ∆进行PI 调节，得到估计转速ˆω，对估计转速ˆω积分得到估计的转子位置； （3）重复步骤（2），直至估计的转子位置收敛为一恒定值，即为初次估计的转子位置ˆfirstθ； （4）在ˆˆdq -估计同步旋转坐标系的ˆd 轴上注入高频电压信号ˆcos()d mh h uU t ω=，在ˆq 轴注入一个正方向扰动信号，重复步骤（2），直至电机转过一定角度γ，0γ>；（5）根据步骤（3）估计得到的转速方向判断磁极极性，当转速为正时，收敛的磁极极性为N 极，转子初始位置ˆˆ=initial first θθ；当转速为负时，收敛的磁极极性为S 极，转子初始位置ˆˆ=initial firstθθπ+。
2、如权利要求1所述的一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法，其特征在于：所述步骤（1）中，采用转子的估计位置ˆθ进行Park 逆变换，获得实际两相静止坐标系下电压的给定值ˆuα和ˆu β。
一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法
说明书摘要本发明公开一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法，步骤是：首先利用脉振高频电压注入法得到初次估计的转子位置，然后在初次估计的交轴上注入一个正方向扰动信号，再估计转子位置，根据估计得到的转速方向判断磁极极性，得到电机转子初始位置。
此种方法可解决脉振高频电压信号注入法检测转子初始位置时磁极极性的收敛问题，无需在直轴上注入正负方向的脉冲电流，可以有效地实现转子初始位置估算。
摘要附图1、一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法，其特征在于包括如下步骤：（1）在ˆˆdq -估计同步旋转坐标系的ˆd 轴上注入高频电压信号ˆcos()d mh h uU t ω=，给定ˆq 轴电压ˆ0q u =； （2）检测电机的两相电流，并经过Clarke 和Park 坐标系变换，得到ˆˆdq -估计同步旋转坐标系的ˆq轴电流ˆq i ，并依照以下步骤估计转子的位置和转速：首先，将检测得到的ˆq轴电流ˆq i 乘以调制信号cos()t h u t ω=；然后，对相乘后所得的信号低通滤波，得到ˆq轴电流ˆq i 的幅值信号()f θ∆；最后，对该幅值信号()f θ∆进行PI 调节，得到估计转速ˆω，对估计转速ˆω积分得到估计的转子位置； （3）重复步骤（2），直至估计的转子位置收敛为一恒定值，即为初次估计的转子位置ˆfirstθ； （4）在ˆˆdq -估计同步旋转坐标系的ˆd 轴上注入高频电压信号ˆcos()d mh h uU t ω=，在ˆq 轴注入一个正方向扰动信号，重复步骤（2），直至电机转过一定角度γ，0γ>；（5）根据步骤（3）估计得到的转速方向判断磁极极性，当转速为正时，收敛的磁极极性为N 极，转子初始位置ˆˆ=initial first θθ；当转速为负时，收敛的磁极极性为S 极，转子初始位置ˆˆ=initial firstθθπ+。
2、如权利要求1所述的一种永磁同步电机转子初始位置的判断方法，其特征在于：所述步骤（1）中，采用转子的估计位置ˆθ进行Park 逆变换，获得实际两相静止坐标系下电压的给定值ˆuα和ˆu β。
基于高频信号注入的永磁同步电机转子位置估计
基于高频信号注入的永磁同步电机转子位置估计
王大志;李汶浍;袁天清;周迎宾
【期刊名称】《东北大学学报：自然科学版》
【年(卷),期】2019(40)9
【摘要】为提升永磁同步电机无传感器控制技术在零/低速范围运行时的动态性能,提出一种改进的转子位置估计方法.首先,在α-β坐标系下建立永磁同步电机高频激励模型;其次,为提高转子位置估计性能,对基于外差法的转子位置估计方法进行分析,并提出基于补偿矩阵的转子位置估计方法;最后,在MATLAB/Simulink仿真环境下对比分析外差法与补偿矩阵两种方法的转子位置估计精度.仿真结果表明,所提出的方法不仅能获得较快的转子位置跟踪速度,而且能够保证较高的转子位置估计精度.【总页数】6页(P1234-1239)
【作者】王大志;李汶浍;袁天清;周迎宾
【作者单位】东北大学信息科学与工程学院
【正文语种】中文
【中图分类】TM30
【相关文献】
1.基于高频注入信号瞬时频率估计的永磁同步电机转子位置检测
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3.基于高频方波信号注入法的永磁同步电机转子位置检测方法
4.基于旋转高频信号注入法的内置式永磁同步电机低速段转子位置检测及其误差补偿
5.基于高频信号耦合注入的内置式永磁同步电机转子初始位置检测方法
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一种具有容错功能的开关磁阻电机初始位置估计方法
一种具有容错功能的开关磁阻电机初始位置估计方法张磊;刘闯;王云林;张云龙【摘要】初始位置估计是开关磁阻电机无位置传感器技术研究的关键.本文提出一种具有容错功能的开关磁阻电机初始位置估计方法.该方法利用双电流阈值将电感周期分成不同区域,在电机静止或惯性运行中,各相绕组同时注入高频脉冲,通过脉冲电流峰值与双电流阈值的比较估计初始分区,再由初始分区选择对应的脉冲电流与位置角之间的数学模型来估算出转子初始位置角.设置双电流阈值可以避免在电感最大和最小区域脉冲电流变化微小而带来的位置估计误差.为了增加开关磁阻电机初始位置估计容错功能,还提出了一种缺相故障运行下的初始位置估计方法.通过在静止、惯性运行、缺相故障三个状态下的初始位置估计实验,验证了该方法的可行性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2014(029)007【总页数】8页(P125-132)【关键词】开关磁阻电机;无位置传感器;初始位置估计;双电流阈值;容错【作者】张磊;刘闯;王云林;张云龙【作者单位】南京航空航天大学自动化学院南京 210016;南京航空航天大学自动化学院南京 210016;南京航空航天大学自动化学院南京 210016;南京航空航天大学自动化学院南京 210016【正文语种】中文【中图分类】TM3521 引言开关磁阻电机（Switched Reluctance Motor，SRM）具有结构简单坚固、无永磁材料、成本低、控制灵活、容错能力强等特点，在航空航天、电动汽车、牵引提升等领域具有很好的前景。
但在实际应用中，都需要位置传感器获取转子的位置信息，这不仅会增加系统的成本和复杂度，而且也降低了系统的可靠性，因此，研究无位置传感器技术具有十分重要的实际意义。
近年来，国内外学者对开关磁阻电机无位置传感器技术进行了广泛的研究，从静止位置、低速、中高速提出了很多方法，文献[1-4]利用电机相电感与转子位置之间的关系，研究在低速情况下通过注入高频脉冲估计转子的位置信号。
基于高频注入的永磁同步电动机直轴正方向判定
D驱动控制rive and control 2018年第46卷第5期薛迎春 基于高频注入的永磁同步电动机直轴正方向判定62 收稿日期:2017-01-16基于高频注入的永磁同步电动机直轴正方向判定薛迎春(苏州工业职业技术学院,苏州215104)摘 要:针对永磁同步电动机脉振高频注入法估计直轴正方向判定存在180°电角度误差的问题,提出一种基于脉振高频注入的电机估计直轴正方向判定与补偿方法㊂在初次得出直轴位置估计的基础上,考虑4个导致位置估计失败的转子初始位置角,通过改变它的初始位置估计给定,维持系统正常运行㊂利用不同磁极下(N 极和S 极)去磁和增磁效应导致的定子直轴等效电路时间常数不同的特点,判定实际直轴正方向,对初始位置估计角进行有效电角度补偿㊂实验结果验证了该估计直轴正方向判定方法的有效性㊂关键词:永磁同步电动机;脉振高频注入;估计直轴正方向;位置补偿中图分类号:TM341;TM351 文献标志码:A 文章编号:1004-7018(2018)05-0062-04Direct Axis Positive Direction Determination of Permanent Magnet Synchronous MotorBased on High Frequency InjectionXUE Ying⁃chun(Suzhou Institute of Industrial Technology,Suzhou 215104,China)Abstract :Since estimated direct axis positive direction of permanent magnet synchronous motor based on fluctuatinghigh frequency injection method exists 180°electric angle error,a method to determine the positive direction and compen⁃sate based on fluctuating high frequency injection was proposed.On the basis of getting the first estimated position,four in⁃itial position angles that cause the position estimate to fail were considered,and the initial position estimate given were changed to maintain the system to run normally.The equivalent circuit time constant of the stator direct axis were different with demagnetization and magnetization effects of different magnetic poles (N and S poles),then the positive direction of actual direct axis was determined,and the effective electrical angle compensation was made for the initial position estima⁃tion.Experimental results verified the validity of the proposed method to determine the positive direction of estimated direct axis.Key words :permanent magnet synchronous motor;fluctuating high frequency injection;positive direction of estimateddirect axis;position compensation0 引 言永磁同步电动机(以下简称PMSM)控制大多采用位置传感器获取转子位置信息,考虑到减小控制装置大小㊁降低成本,以及系统的后期维护和可靠性问题,需摒弃传统位置传感器,实现PMSM 无位置传感器控制㊂目前,PMSM 无位置传感器中高速段基本可以较好地运行,但在起动和低速段由于反电势过小,无法通过其精确估计转子位置,导致PMSM 在起动以及低速段控制性能明显不如中高速段㊂如何提高起动以及低速段转子位置估计精度已成为PMSM 无位置传感器控制的共性问题㊂近年来研究人员提出多种位置估计方法:R.Akimatsu 等人提出一个稳定控制系统的逆变器模型和谐波电流模型的PMSM 无位置传感器控制系统,所提出的无传感器控制系统扩大了高速驱动区域[1];文献[2-3]基于转子凸极跟踪,采用高频脉动载波信号注入法,加快转子初始位置检测速度;H.Lee 给出一种迭代滑模观测器用于加强PMSM 无传感器控制的变参数鲁棒性,速度和转子位置估计比传统的自适应算法更快[4];文献[5]提出一种在整个速度范围内具有2个自由度的电流控制方案,获得高品质的位置误差信号跟踪控制;文献[6]提出一种频率自适应干扰观测器,以消除定子磁链的估计干扰,从而提高转子角估计的准确性;文献[7-8]将传统常值切换滑模算法应用于反电势观测器中,转子位置以及转速估计能够很好地跟随实际值,对控制对象的参数扰动具有较强的自适应能力㊂对于高频注入法,文献[9]基于测试矢量励磁及电流幅值比较实现转子初始位置检测,文献[10]在此基础上对其进行了改进,检测误差有所减小;文献[11]通过向电机α-β轴注入高频电压后,从电流响应中提取出转子位置信息㊂除此之外,高宏伟等人研究一种基于载波频率成分法的无位置传感器控制策略 2018年第46卷第5期 D驱动控制rive and control 薛迎春 基于高频注入的永磁同步电动机直轴正方向判定63 用来检测转子初始位置[12],于艳君等对其进行了相应的误差分析[13],提高检测位置的精确度㊂本文针对PMSM 起动以及低速段脉振高频电压注入法估计直轴正方向判定存在180°电角度误差的问题,提出一种基于脉振高频电压注入的估计直轴正方向判定与补偿新方法㊂利用不同磁极下(N 极和S 极)的去磁和增磁效应影响导致的定子直轴等效电路时间常数不同的特点,判定实际直轴正方向㊂实验结果验证了本文方法的有效性和实用性㊂1 直轴位置初次估计原理表贴式PMSM 两相旋转坐标系下的电压方程:i d i éëêêùûúúq =1Z d 001Z éëêêêêùûúúúúq u d u éëêêùûúúq(1)式中:Z d ,Z q 分别为d ,q 轴的阻抗㊂图1为PMSM 各坐标系间的关系图㊂其中d -q轴为实际交直轴;d ^-q ^轴为估计交直轴;θ为实际转子位置角;θ^为估计转子位置角;Δθ为估计转子位置误差㊂图1 永磁同步电动机各坐标系关系图根据图1可得估计两相旋转坐标系下的电流响应:i ^d i ^éëêêùûúúq=cos Δθ-sin Δθsin Δθ cos Δéëêêùûúúθi d i éëêêùûúúq = cos Δθ-sin Δθsin Δθ cos Δéëêêùûúúθ1Z d 001Z éëêêêêùûúúúúq u d u éëêêùûúúq = cos Δθ-sin Δθsin Δθ cos Δéëêêùûúúθ1Z d 001Z éëêêêêùûúúúúq ㊃ cos Δθsin Δθ-sin Δθcos Δéëêêùûúúθu ^d u ^éëêêùûúúq = cos 2ΔθZ d +sin 2ΔθZ q sin Δθcos Δθ1Z d -1Z ()q sin Δθcos Δθ1Z d -1Z ()qsin 2ΔθZ d +cos 2ΔθZ éëêêêêêùûúúúúúq ㊃u ^d u ^éëêêùûúúq=1Z d Z q㊃ Z q cos 2Δθ+Z d sin 2Δθsin Δθcos Δθ(Z q -Z d )sin Δθcos Δθ(Z q -Z d )Z q sin 2Δθ+Z d cos 2Δéëêêùûúúθ㊃u ^d u ^éëêêùûúúq (2)令Z =Z d +Z q 2,ΔZ =Z d -Z q2,则Z d =Z +ΔZ ,Z q =Z -ΔZ ,式(2)化简:i ^d i ^éëêêùûúúq =1Z d Z q Z -ΔZ cos(2Δθ)-ΔZ sin(2Δθ)-ΔZ sin(2Δθ)Z +ΔZ cos(2Δθéëêêùûúú)u ^d u ^éëêêùûúúq (3)在估计d 轴注入脉振高频电压信号,u ^d u ^éëêêùûúúq =U mh cos(ωh t )éëêêùûúú0,将其代入式(3),解得估计d ,q 轴电流响应:i ^d i ^éëêêùûúúq =Z -ΔZ cos(2Δθ)Z d Z q U mh cos(ωh t )-ΔZ sin(2Δθ)Z dZ qU mh cos(ωh t éëêêêêùûúúúú)(4)ΔZ =Z d -Z q 2=j ωh L d -L q 2=j ωh ΔL (5) 将式(5)代入式(4)中,对i ^q 作以下变换:i ^q =-ΔZ sin(2Δθ)Z d Z qU mh cos(ωh t )=-j ωh ΔL sin(2Δθ)Z d Z qU mh cos(ωh t )=ωh ΔL ∠(-π2)Z dZ q ∠(φd +φq )U mh cos(ωh t )sin(2Δθ)=U mh ωh ΔL Z d Z q cos(ωh t -φd -φq -π2)sin(2Δθ)=U mh ωh ΔLZ d Z qsin(ωh t -φd -φq )sin(2Δθ)(6)式中:Z d ,Z q 和φd ,φq 分别为d ,q 轴高频阻抗幅值与相位角㊂根据式(6),当位置估计误差角趋近于零时,交轴电流i ^q 也趋近零㊂通过对交轴电流i ^q 进行相应的处理,输出转子位置估计角,通过其进行相应的闭环控制,使得交轴电流i ^q 收敛于零,则估计转子位置角收敛到实际值㊂图2为PMSM 直轴位置初次估计系统控制框图㊂D驱动控制rive and control 2018年第46卷第5期薛迎春 基于高频注入的永磁同步电动机直轴正方向判定64图2 直轴位置初次估计系统控制框图由图2可知,i ^q 经乘法器以及低通滤波器处理,得到含有直轴位置估计误差信息的f (Δθ):f (Δθ)=LPF[i ^q sin(ωh t )〛= LPF[U mh ωh ΔLZ d Z qsin(ωh t -φd -φq )㊃ sin(2Δθ)sin(ωh t )= U mh ωh ΔL sin(2Δθ)Z d Z q ㊃ LPF[sin(ωh t -φd -φq )sin(ωh t )〛=U mh ωh ΔL sin(2Δθ)Z d Z q㊃ LPF cos(φd +φq )-cos(2ωh t -φd -φq )éëêùûú2=k sin(2Δθ) (7)式中:k =U mh ωh ΔL cos(φd +φq )2Z d Z q ,对f (Δθ)进行积分处理,可得到直轴位置初次估计值㊂2 直轴位置初次估计收敛性分析根据式(7),使得f (Δθ)=0成立的条件不仅仅只有Δθ=0,当Δθ=π/2,Δθ=π,Δθ=-π/2时同样成立㊂因此需对实际不同直轴位置的初次位置估计值收敛情况进行分析㊂1)当实际直轴位置θ∈(0,π/2)时,此时Δθ=(θ-θ^)∈(0,π/2),f (Δθ)=k ㊃sin(2Δθ)>0,经过图2初次估计系统调节,对f (Δθ)进行积分处理,得到估计位置θ^,θ^从初始值0逐渐增大,Δθ逐渐减小,最终Δθ会收敛至0,此时初始直轴估计位置θ^initial =θ;2)当实际直轴位置θ∈(π/2,π)时,此时Δθ∈(π/2,π),f (Δθ)=k ㊃sin(2Δθ)<0,经过初次估计系统调节,θ^从初始值0逐渐减小,Δθ逐渐增大,最终Δθ会收敛至π,此时初始直轴估计位置θ^initial =θ-π;3)当实际直轴位置θ∈(-π,-π/2)时,f (Δθ)=k sin(2Δθ)>0,经过初次估计系统调节,θ^从初始值0逐渐增大,Δθ逐渐减小,最终收敛至π,此时初始直轴估计位置θ^initial =θ-π;4)同理,当θ∈(-π/2,0)时,f (Δθ)<0,经过初次估计系统调节,θ^从初始值0逐渐较小,Δθ逐渐增大,最终收敛至0,此时初始直轴估计位置θ^initial =θ;5)当实际直轴位置θ∈{0,π/2,π,-π/2}4个特殊位置时,f (Δθ)恒为零,θ^始终不变,位置估计系统无法有效运行㊂综上所述,直轴位置估计初始值给定为零时的直轴位置初次估计收敛特性表如表1所示㊂表1 直轴位置初次估计收敛特性实际位置θ/radf (Δθ)Δθ收敛值/rad初次估计值θ^initial /rad(0,π/2)>00θ(π/2,π)<0πθ-π(-π,-π/2)>0πθ-π(-π/2,0)<00θ0,π/2,π,-π/2=00,π/2,π,-π/20 由表1可知,当实际电机转子位置处于0,π/2,π,-π/2这4个特殊位置角度时,估计系统初次位置估计均为零,系统运行失效㊂因此,针对此问题对该系统进行如下改进,具体步骤如下:1)设置直轴位置估计初始值为零,向估计直轴正方向注入脉振电压信号,通过初次位置估计系统判断估计系统得到的初次位置估计值θ^initial 是否为零㊂若为零,则可判定实际直轴位置θ处于特殊位置上,顺序执行步骤2),否则执行步骤3);2)改变直轴位置估计初始值为a (a 为常数且不等于特殊位置值),使得sin (2Δθ)≠0,从而f (Δθ)不恒为零;3)继续向估计直轴正方向注入脉振电压信号,根据直轴位置初次估计收敛性得到初次位置估计值θ^initial ㊂3 估计直轴正方向判定与补偿为解决上述初次直轴位置估计存在180°电角度差的问题,提出一种直轴正方向判定新方法㊂利用不同磁极下(N 极和S 极)的去磁和增磁效应影响导致的定子直轴等效电路时间常数不同的特点,判定实际直轴正方向㊂向初次直轴估计位置注入电压脉冲u d ,当u d 方向与电机实际直轴正方向一致时,直轴磁路饱和,此时L d =L +d ,直轴等效电路时间常数τ+=L +d /R s ;对应的,当u d 与电机实际直轴正方向相反时,直轴磁路无法饱和,此时L d =L -d ,直轴等效电路时间常数τ-=L -d /R s ㊂根据电感非线性饱和特性,L +d <L -d ,则τ+<τ-㊂因此,通过比较两者电流衰减时间的大小即可判断直轴正方向,时间较小者对应直轴正方向㊂假设两者电压脉冲所产生的d 轴电流值衰减到零值所需时间分别为t +,t -,若t +<t -,则初次估计直轴正方向判定正确,即θ^=θ^initial ;若t +>t -,则初次估计直轴正方向与实际相差180°电角度,即θ^=θ^initial +π㊂最 2018年第46卷第5期 D驱动控制rive and control 薛迎春 基于高频注入的永磁同步电动机直轴正方向判定65 终直轴位置估计系统控制框图如图3所示,图4为系统具体实施流程图㊂图3 直轴位置最终估计系统控制框图图4 直轴位置最终估计实施流程图4 实验验证在PMSM 实验平台上,对本文提出的判定方法进行了实验验证,实验电机参数如表2所示㊂表2 实验电机参数参数数值参数数值额定功率P /kW 1.2额定电压u /V 310额定电流i /A 4.2额定转矩T /(N㊃m)7.2额定转速n /(r㊃min -1)2500定子电阻R /Ω1.2d ,q 轴电感L /mH 5.22极对数4转子永磁磁链ψf /Wb0.162 图5给出实际直轴位置分别处于4个不同区间时,通过本文提出的直轴正方向判断与补偿新方法得出的直轴位置判定实验波形㊂以图5(a)为例,通过转子定位手段将转子位置定位到θ=1rad 位置,在t 0时刻向估计直轴方向注入20V 幅值,1kHz 频率的脉振高频电压,大约经过35ms(t 1时刻),直轴估计位置θ^由初始给定值θ^initial =0收敛至θ^=1rad㊂等待大约25ms ,分别向估计直轴正反方向注入15V 幅值,10ms 宽度的直流电压脉冲进行直轴正方向判定,得到最终估计直轴正方向与实际方向一致,即转子初始位置最终估计值收敛至实际值θ^final =1㊂图5(b),5(c),5(d)3个区间同理,最终位置估计值均收敛至实际位置㊂(a)θ=1rad (b)θ=-1rad(c)θ=2rad(d)θ=-2rad图5 4个区间不同初始位置时实验波形图6给出实际直轴位置处于4个特殊位置时的实验波形㊂同样以图6(a)为例,通过转子定位手段将转子位置定位到θ=0位置,给定初始直轴位置估计θ^initial =0,经过25ms 得到直轴位置估计初始值仍为θ^=0,此时改变直轴位置估计初始值为θ^initial =1rad,系统能够正常运行,同理图5,直轴正方向收敛至实际方向(θ=0)㊂图6(b),6(c),6(d)3个特殊位置同理,最终位置估计值同样收敛至实际位置㊂(a)θ=0(b)θ=π/2(c)θ=π(d)θ=-π/2图6 4个特殊初始位置时实验波形由图5㊁图6可知,对于不同区间的4个位置以及4个特殊位置,本文方法均能准确判定出实际直轴正方向,及时对其作出相应的角度补偿㊂5 结 语针对基于脉振高频电压注入的PMSM 直轴位置估计存在180°电角度误差的问题,提出一种估计直轴正方向判定与补偿的方法㊂利用不同磁极下(下转第69页) 2018年第46卷第5期D驱动控制rive and control 陈 飞等 一种改进的开关磁阻电动机直接转矩控制方法69(e)传统DTC (n =1000r /min)(f)改进DTC (n =1000r /min)图6 不同转速时的转矩对比图4 结 语本文针对SRM 在DTC 作用时转矩脉动大的问题,在分析了占空比控制的基础上研究了一种改进的占空比计算方法,且同时考虑转矩与磁链误差来优化占空比控制,保留了DTC 系统结构简单的特点,仿真结果表明了该方法的有效性㊂参考文献[1] 蒯松岩,汤锐智,马金洋,等.基于电感模型的开关磁阻电机参数优化[J].电工技术学报,2015,30(7):97-104.[2] 蔡燕,张东学.开关磁阻电机新型转子齿形对转矩脉动抑制的仿真研究[J].电工技术学报,2015,30(s2):64-70.[3] 王喜莲,许振亮,王翠.开关磁阻电机转矩脉动与铜耗最小化控制研究[J].电机与控制学报,2015,19(7):52-57.[4] 李孟秋,杨茂骑,任修勇,等.基于BP 神经网络的开关磁阻电机直接转矩控制系统及实现[J].电力系统及其自动化学报,2017,29(1):52-57.[5] 杨影,韩冰,陈鑫,等.基于SVM 的永磁同步电机直接转矩控制[J].上海大学学报(自然科学版),2015,21(5):598-605.[6] 何昆仑,许爱德,曹玉昭,等.基于12扇区的开关磁阻电机直接转矩控制脉动抑制研究[J].电机与控制应用,2016,43(10):19-23.[7] 李政学,张永昌,李正熙,等.异步电机新型占空比直接转矩控制方案[J].电工技术学报,2015,30(24):23-31.[8] 牛峰,李奎,王尧,等.基于占空比调制的永磁同步电机直接转矩控制[J].电工技术学报,2014,29(11):20-29.[9] 王勉华,胡春龙,彭田野,等.5相开关磁阻电机直接转矩控制系统研究[J].电气传动,2014(10):7-11.[10] CHEEMA M A M,FLETCHER J E,XIAO D,et al.A directthrust control scheme for linear permanent magnet synchronous motor based on online duty ratio control[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2016,31(6):4416-4428.[11] ABDALLA T Y,HAIKIK H A,DAKHIL A M.Minimization oftorque ripple in DTC of induction motor using fuzzy mode duty cy⁃cle controller [C]//International Conference on Energy,Powerand Control.IEEE,2010,1(11):237-244.[12] JING J,LV S,SHI C F.Direct torque PID control of switched re⁃luctance motor based on duty ratio control technique[C]//IEEEInternational Conference on Mechatronics and Automation.2015:649-653.作者简介:陈飞(1993 ),男,硕士研究生,研究方向为新型电机及其控制㊂(上接第65页)(N 极和S 极)去磁和增磁效应影响导致定子直轴等效电路时间常数不同的特点,判定实际直轴正方向㊂此方法参数整定方便,有利于脉振高频电压注入法转子位置估计系统的优化,提高PMSM 转子位置估计的精度㊂对此方法进行理论研究和相应的实验分析,实验结果验证了本文方法的有效性和实用性,在实际工程中有着广阔的应用前景㊂参考文献[1] AKIMATSU R,DOKI S.PMSM position sensorless control in theinverter overmodulation range[C]//Power Electronics and Appli⁃cations (EPE),201315th European Conference,2013:1-8.[2] LUO X,TANG Q,SHEN A,et al.PMSM sensorless control by in⁃jecting HF pulsating carrier signal into estimated fixed-frequencyrotating reference frame[J].IEEE Transactions on Industrial Elec⁃tronics,2016,63(4):2294-2303.[3] XU P L,ZHU Z Q.Novel carrier signal injection method using zero-sequence voltage for sensorless control of PMSM drives[J].IEEETransactions on Industrial Electronics,2016,63(4):2053-2016.[4] LEE H,LEE J.Design of iterative sliding mode observer for sensor⁃less PMSM control [J ].IEEE Transactions on Control SystemsTechnology,2013,21(4):1394-1399.[5] 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开关磁阻电机特征点交截的转子位置估计方法
开关磁阻电机特征点交截的转子位置估计方法孙刚;张磊【摘要】针对传统的脉冲注入法需要脉冲电流阀值,而且只能实现单拍工作的缺点,在传统的脉冲注入法基础上,提出一种特征点交截的转子位置估计方法.根据电感曲线、脉冲电流峰值、转子位置三者之间关系,对开关磁阻电机各相同时注入高频脉冲,提取相脉冲电流峰值的包络线.因为包络线的交点对应转子位置信号的变化,所以只要通过简单的逻辑比较,就可以间接获得转子的位置.通过仿真和试验,验证了该方法的可行性.【期刊名称】《电机与控制应用》【年(卷),期】2016(043)006【总页数】4页(P13-16)【关键词】开关磁阻电机;无位置检测;特征点交截;脉冲注入【作者】孙刚;张磊【作者单位】南京信息职业技术学院,江苏南京210023;南京信息职业技术学院,江苏南京210023【正文语种】中文【中图分类】TM352开关磁阻电动机(Switched Reluctance Motor, SRM)具有结构简单坚固、效率高、调速范围宽等许多优点，在混合动力电动车(Hybrid Electric Vehicle, HEV)、风能发电、家用电器、航空器等许多领域具有广阔的应用前景。
在目前的应用系统中，SRM都需要位置传感器获取转子的位置，使得系统结构变得复杂、成本增大。
在高温、振动等恶劣运行环境下，位置传感器有失效可能性，降低了系统的可靠性，故SRM无位置传感器技术得到国内外很多学者的广泛研究[1-2]，也取得了大量的研究成果。
SRM无位置检测技术分为被动检测法、主动检测法及混合检测法。
被动检测法分为磁链/电流法、互感法、状态观测器法和人工智能法，直接利用电机的相电压、相电流以及磁链等电磁量，根据预先建立的电机模型来估计转子位置。
该方法的优点是无需外加检测电路，缺点是算法复杂、计算量很大、对处理器的要求高。
主动检测法有脉冲注入法、调制解调法及附加电路法。
混合检测法需要同时使用激励相和空闲相的电压、电流等信息，并进行相应的解算得到转子位置，典型的有互感电压检测法[3]和递归最小二乘法[4]等。
基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究
第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究周林1,㊀林珊2,㊀王孝洪1,㊀连维钊1(1.华南理工大学自主系统与网络控制教育部重点实验室,广东广州510640;2.广州地铁设计研究院股份有限公司,广东广州510010)摘㊀要:针对传统高频注入法解调过程复杂和观测精度受非理想因素时延影响的不足,提出一种基于高频正交方波注入法的零低速位置估计方法㊂首先,考虑估计旋转轴系注入的低可靠性,选择将高频信号注入静止轴系,采用简单代数运算提取出高频响应电流,通过解调正向虚拟高频响应电流初步估计转子位置;然后,针对主要非理想因素进行影响分析,在此基础上,通过解调负向虚拟高频响应电流提取出相位滞后角,完成补偿;最后,为避免启动阶段位置收敛错误,通过获取电感变化趋势判断出磁极极性㊂实验结果表明,所提算法在各类工况均能稳定收敛,且最大平均误差不超过1ʎ,说明了算法的抗扰性以及准确性㊂关键词:永磁同步电机;无位置传感器控制;正交方波注入法;误差分析;时延补偿;磁极辨识DOI :10.15938/j.emc.2024.02.007中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0064-11㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2023-06-29基金项目:国家自然科学基金(62173150);广东省基础与应用基础研究基金(2022B1515120003);佛山市顺德区科技创新项目(2230218004224);珠海市产学研合作项目(ZH22017001210116PWC )作者简介:周㊀林(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与传动系统及其控制技术;林㊀珊(1971 ),女,高级工程师,研究方向为供电㊁电气及智能化系统工程的设计与研究;王孝洪(1976 ),男,教授,博士生导师,研究方向为电力电子与传动系统及其控制技术;连维钊(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与传动系统及其控制技术㊂通信作者:王孝洪Permanent magnet synchronous motor based on high-frequencyorthogonal square wave injection methodZHOU Lin 1,㊀LIN Shan 2,㊀WANG Xiaohong 1,㊀LIAN Weizhao 1(1.Key Laboratory of Autonomous Systems and Networked Control,Ministry of Education,South China University of Technology,Guangzhou 510640,China;2.Guangzhou Metro Design and Research Institute Co.,Ltd.,Guangzhou 510010,China)Abstract :A zero-low speed position estimation method based on high frequency (HF)orthogonal square-wave injection was proposed to address the drawbacks of conventional HF injection method,such as the complexity of demodulation process and the observation accuracy being degraded by time delay caused by the nonideal factors.Firstly,considering the low reliability caused by injection into RRF,the HF signal was injected into SRF.A simple algebraic operation was used to extract the HF response current,and the preliminary rotor position was estimated by calculating the HF response currents on the positive virtual ro-tating axis.Then,on the basis of analyzing the effects of the main nonideal factors,the compensation was completed by calculating the HF response currents on the negative virtual rotating axis.Finally,to avoid position convergence errors during startup,the magnetic polarity was determined by obtaining inductance variation trend.The experimental results show that the proposed algorithm can converge stably under vari-ous operating conditions,and the maximum average error does not exceed 1degree,indicating the practi-cability and accuracy of the algorithm.Keywords:permanent magnet synchronous motor;sensorless control;high frequency orthogonal square-wave injection;error analysis;time delay compensation;magnetic polarity identification0㊀引㊀言永磁同步电机凭借效率高㊁功率因数高㊁动态性能快和力矩惯量比大等优点在工业领域得到了广泛应用[1]㊂电机转子位置的实时准确获取对实现永磁同步电机矢量控制系统而言至关重要㊂传统矢量控制系统往往通过加装位置传感器来实现转子位置信息的获取,然而位置传感器的使用会带来额外的器件成本㊁更高的安装难度和器件失效可靠性问题[2]㊂为了克服上述缺陷,无传感器控制算法得到了广泛且深入的研究[3-5]㊂在过去的几十年间,无传感器控制算法已经发展出了从零低速域到中高速域运行的诸多算法㊂无传感器控制算法根据适用速域可大致划分为两类,分别是适用于中高速域的基于基波模型方法和适用于零低速域的基于信号注入方法[6]㊂中高速域下,主要通过观测电机反电动势值的方式估计电机转子位置,主要方法有滑模观测器法[7-9]㊁模型参考自适应法[10-12]㊁卡尔曼滤波器法[13-14]等㊂中高速域下系统信噪比高,上述各类方法均能实现较好位置估计效果㊂零低速域下,建模不确定性㊁逆变器非线性等因素导致的系统低信噪比,使得基于基波模型的方法失效[15]㊂所以通常利用电机凸极性通过主动注入高频信号的方式解调出转子位置,主要方法有高频脉振注入法㊁高频旋转注入法和高频方波注入法等[15]㊂零低速域下的位置估计关系到电机能否稳定高效运行在较低转速以及能否顺利启动过渡到中高速域,是现阶段实现全速域无传感器控制的难点[16]㊂高频旋转注入法相较于高频脉振注入法,具有稳定性强㊁收敛时间短㊁收敛点不包括q轴和收敛点不易发散等优点,广泛应用于永磁同步电机无传感器控制[17]㊂然而传统高频旋转注入法受限于复杂的注入电压形式,注入频率不能太高,否则注入电压信号易失真㊂并且传统高频旋转注入法在解调过程中,需要使用滤波器分别进行高频电流提取㊁解调函数实现㊁锁相环滤波等,不仅增加了算法实现的复杂程度,还引入了相位滞后,降低了算法的动态性能㊂文献[18-19]在高频旋转注入法的基础上进行改进,提出了高频方波注入法,利用方波型电压取代了正弦型电压,注入频率最高可达控制频率的1/2,并且完全消除了解调过程中滤波器的使用,但注入估计旋转轴系的方式带来了低可靠性的问题㊂文献[20]在高频旋转注入法的基础上进行改进,提出了高频正交方波注入法,不仅将正弦型电压改进为正交方波型电压,还采用了静止轴系注入的方式,提升了系统带宽,增强了可靠性,但该方法在解调过程中仍使用了高通滤波器来提取高频响应电流㊂文献[21]针对高频正交方波注入法采用了一种新的解调算法,利用高频响应电流的二次差分值解调转子位置,并且在启动阶段通过注入一段低频正弦信号将高频正交方波注入法推广到零速域,但是该方法并未提及采用的高频提取方法以及未考虑主要非理想因素对位置估计精度的影响㊂针对上述问题,提出一种基于高频正交方波注入法的永磁同步电机零低速无传感器位置估计方法㊂首先,向电机静止轴系注入高频正交方波电压信号,采用无滤波器的高频提取方法分离高频响应电流和基频电流,采用基于离散电流的特征分析方法分析高频响应电流,从变换到注入电压所在的正向虚拟dq轴上的高频响应电流中解调出转子位置;然后,简要分析主要非理想因素所带来的影响,在负向虚拟dq轴上提取出相位滞后角,完成补偿;最后,为将方法推广至零速启动阶段,注入一段低频正弦信号,从电感变化趋势中辨识转子磁极位置㊂在400W的电机实验平台上进行实验,验证本文所提方法的有效性和准确性㊂1㊀传统高频旋转注入法IPMSM在dq坐标系下的电压方程为u du qéëêêùûúú=R+p L d-ωe L qωe L d R+p L qéëêêùûúúi di qéëêêùûúú+ωeψf[]㊂(1)其中:u d㊁u q和i d㊁i q分别表示dq坐标系下的相电压和相电流;L q和L d分别表示电机交㊁直轴电感;R s㊁ωe㊁ψf分别表示电机相电阻㊁电转速和磁链;p表示微分算子㊂注入方波信号的频率远高于低速工况下电机基频信号频率,此时的电机模型可以等效为电感性负载,可简化表示为56第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究u dh u qh éëêêùûúú=L d 00L q éëêêùûúúp i dh i qh éëêêùûúú㊂(2)其中:u dh ㊁u qh 和i dh ㊁i qh 分别表示dq 坐标系下的高频电压分量和高频电流分量㊂将式(2)变换到αβ坐标系下u αh u βh éëêêùûúú=L 0+L 1cos(2θe )L 1sin(2θe )L 1sin(2θe )L 0-L 1cos(2θe )éëêêùûúúp i αh i βh éëêêùûúú㊂(3)其中:u αh ㊁u βh 和i αh ㊁i βh 分别表示αβ坐标系下的高频电压分量和高频电流分量;θe 表示电机电角度;L 0=L d +L q 2表示均值电感值;L 1=L d -L q2表示差值电感值㊂高频旋转注入法向电机的αβ坐标系分别注入正弦㊁余弦电压信号,合成的旋转电压矢量在定子上形成旋转磁场㊂注入的旋转电压信号可以表示为u αh u βh éëêêùûúú=V h cos ωh t sin ωh t éëêêùûúú㊂(4)其中:V h 表示注入信号的幅值;ωh t 为注入频率㊂结合式(3)㊁式(4)可得αβ坐标系下的高频响应电流模型为i αh i βh éëêêùûúú=I sp sin ωh t +I sn sin(2θe -ωh t )-I sp cos ωh t -I sn cos(2θe -ωh t )éëêêùûúú㊂(5)其中:I sp 为正序高频电流分量幅值;I sn 为负序高频电流分量幅值,其表达式为I sp =V h L 0(L 20-L 21)ωh ;I sn=V h L 1(L 20-L 21)ωh㊂üþýïïïï(6)对高频响应电流进行解调㊁滤波,可得近似观测角度差,再利用锁相环进行观测即可得到电机转子转速和电角度信息㊂从上述过程中可以看出,高频旋转注入法需要使用多个数字滤波器且涉及多次三角函数运算,这不仅会大大增加系统运算负担,还会影响系统的动态响应性能;并且系统内非理想因素带来的时延会导致位置观测精度下降;同时受限于注入形式和频率,控制离散化也易导致注入的正余弦电压信号失真,同样会影响高频旋转注入法的性能和可靠性㊂2㊀改进高频正交方波注入法2.1㊀正交方波注入法图1所示为采用本文方法的矢量控制系统框图,主要环节包括高频信号注入㊁低频信号注入㊁高频提取㊁位置观测㊁时延补偿和磁极辨识㊂其中低频信号注入和磁极辨识只在零速启动阶段起作用㊂图1㊀正交方波注入法矢量控制系统框图Fig.1㊀Block diagram of vector control system basedon orthogonal square-wave voltage injection method注入正交方波电压信号如图2所示,其幅值为V h ,周期为T h ㊂本文采用电流环单更新模式,正交方波信号周期为PWM 载波周期的4倍,三相电流采样时刻为PWM 计数器下溢时刻,对应图2中的t i ,i =1,2, ,4㊂图2㊀正交方波注入法注入电压、高频响应电流波形Fig.2㊀Orthogonal square-wave injection method forinjecting voltage and HF response current waveforms注入正交方波电压信号u αh ㊁u βh 可以表示为66电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀u αh u βh éëêêùûúú=[V h V h ]T ,t 1<t <t 2;[-V h V h ]T ,t 2<t <t 3;[-V h -V h ]T ,t 3<t <t 4;[V h -V h ]T ,t 4<t <t 1㊂ìîíïïïïïï(7)对于注入的方波信号,其傅里叶级数展开式可以表示为正弦信号和余弦信号的叠加㊂除基波信号外,方波信号只包含三次㊁五次等奇数次谐波㊂对式(7)进行傅里叶级数展开可得u αh u βh éëêêùûúú=4V h πcos ωh t -13cos3ωh t + sin ωh t +13sin3ωh t + éëêêêêùûúúúú㊂(8)为简化分析,考虑先对式(8)中的基波信号进行处理,基波信号如下:u αh1u βh1éëêêùûúú=4V h πcos ωh t sin ωh t éëêêùûúú㊂(9)其中u αh k ㊁u βh k 表示αβ坐标系下傅里叶级数展开后的k 次电压谐波信号㊂注意到式(9)的基波信号和第1节所提到的旋转电压注入法中注入的电压形式相同,即注入的正交方波信号在只考虑基波信号时等效于高频旋转注入㊂参考式(5),基波电压信号激励出的高频响应电流可以表示为i αh1i βh1éëêêùûúú=4πI sp sin ωh t +I sn sin(2θe -ωh t )-I sp cos ωh t -I sn cos(2θe -ωh t )éëêêùûúú㊂(10)其中i αh k ㊁i βh k 表示αβ坐标系下k 次电压谐波信号激励出的高频响应电流信号㊂由于数字信号处理器中信号为离散模式,每个PWM 周期中只进行一次电压注入和电流采样,因此可以将ωh t 变换为离散形式,即ωh t =ωh nT s =2πT h nT s=0.5πn ㊂(11)定义正向虚拟dq 坐标系为以注入电压角频率逆时针旋转的dq 坐标系㊂结合式(11)将式(10)变换到正向虚拟dq 坐标系下,可得i d_pos i q_pos éëêêùûúú=cos0.5πn-sin0.5πn sin0.5πncos0.5πn []i αh1i βh1éëêêùûúú=4πI sp sinπn +I sn sin(2θe )-I spcosπn -I sncos(2θe)éëêêùûúú㊂(12)其中i d_pos ㊁i q_pos 表示正向虚拟dq 坐标系下的高频响应电流分量㊂对于旋转变换矩阵中的正余弦函数,在0.5πn 时刻的函数值只有三种可能的取值:-1㊁0和1,可在数字信号处理器中通过查表直接得到,即cos0.5πn =1,sin0.5πn =0,n =4m ;cos0.5πn =0,sin0.5πn =1,n =4m +1;cos0.5πn =-1,sin0.5πn =0,n =4m +2;cos0.5πn =0,sin0.5πn =-1,n =4m +3㊂üþýïïïï(13)其中m ɪR ㊂进一步利用三角函数的周期性质,在离散系统中可以采用以下方法将转子位置信息提取出来:i d_sin i q_cos éëêêùûúú=12i d_pos [k ]+i d_pos [k -1]i q_pos [k ]+i q_pos [k -1]éëêêùûúú=4πI sn sin(2θe )-I sncos(2θe)éëêêùûúú㊂(14)其中i d_sin 和i q_cos 表示提取出的携带转子位置信息的正弦㊁余弦信号分量㊂对式(14)利用锁相环进行观测即可初步得到转子位置θ^ᵡe 和电机转速ω^e 如图3所示㊂图3㊀锁相环原理框图Fig.3㊀Block diagram of phased-locked loop2.2㊀谐波影响分析2.1小节中为简化分析,只考虑了注入正交方波电压信号中基波电压分量所激励的高频响应电流,本小节对剩余的谐波电压分量激励的高频响应电流进行分析,说明简化分析的合理性㊂式(8)中除基波分量外的奇数次谐波电压激励的高频电流响应可以表示为i αh m i βh m éëêêùûúú=4V h πm 2(-1)m-12I sp sin0.5πmn +I sn sin(2θe -0.5πmn )-I sp cos0.5πmn -I sn cos(2θe -0.5πmn )éëêêùûúú㊂(15)76第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究其中m 是大于1的奇数㊂根据三角函数的周期特性,将式(15)化简为i αh m i βh m éëêêùûúú=4πm 2-I sp sin0.5πn +I sn sin(2θe -0.5πn )-I sp cos0.5πn -I sn cos(2θe -0.5πn )éëêêùûúú㊂(16)将所有电压分量激励的高频响应电流求和,得到正交方波注入法激励的高频电流总响应为i αh i βh éëêêùûúú=π2I sp sin0.5πn +I sn sin(2θe -0.5πn )-I sp cos0.5πn -I sn cos(2θe -0.5πn )éëêêùûúú㊂(17)对比式(10)和式(17)可以看出,化简考虑的基波电压分量激励的高频响应电流与完整电压信号激励的高频响应电流形式一致,仅幅值不同㊂因此2.1节采用的解调方法在考虑谐波影响时同样成立,但进行锁相环幅值标幺化时幅值大小应以式(17)为准㊂2.3㊀高频电流提取通常情况下,借助低通滤波器㊁高通滤波器或带通滤波器等可以实现高频电流信号的有效提取,然而滤波器的使用有很大的局限性㊂低阶滤波器不能很好地提取有效信号,导致系统的信噪比低;高阶滤波器的实现复杂且容易引入相位滞后㊂本文采用简单代数运算实现高频电流信号提取[22]㊂具体的提取策略如下:i αβh [k ]=i αβ[k ]-i αβ[k -2]2㊂(20)其中的i αβh [k ]表示第k 时刻提取得到的高频电流,i αβ[k ]表示第k 时刻得到的采样电流㊂低频电流分量可通过下式获取i αβl [k ]=i αβ[k ]-i αβh [k ]㊂(21)其中i αβl [k ]表示第k 时刻得到的低频电流㊂该方法大大降低了提取环节的复杂程度,但是同样会引入相位滞后,3.2小节对其引入的滞后进行分析㊂实现本节解调方法的原理框图见图4㊂图4㊀位置解调原理框图Fig.4㊀Block diagram of position demodulation method3㊀误差分析及其补偿策略受数字控制系统执行时序㊁PWM 输出和高频提取环节时延影响,第2节方法观测得到的转子位置与实际转子位置存在一定偏差㊂本节对上述影响因素进行分析,并提出了一种统一误差补偿方法㊂3.1㊀数字系统控制时延影响本文采用电流环单更新策略,图5所示为电流环单更新模式下的控制系统执行时序㊂数字控制系统的作用方式会给控制系统带来延时,延时产生的来源可分为两部分,一部分延时是由于根据第n -1时刻采样电流计算得到的结果在n 时刻才赋值给系统所造成的,可量化为T s 的延时;另一部分延时是由于PWM 的面积等效原理所造成的,在一个开关周期内的平均电压才是真正的输出电压,可量化为0.5T s 的延时㊂图5㊀数字控制系统执行时序图Fig.5㊀Timing diagram of digital control system上述非理想因素引入的等效相位滞后角为τ1=2π1.5T sT h㊂(22)86电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀综上所述,受限于数字控制系统执行时序和PWM 输出特点,无法真正实时获取电流和实时输出给定电压,这会给高频响应电流信号引入1.5T s 的延时,降低了位置观测精度㊂3.2㊀高频提取环节的影响分析高频提取环节对位置估计精度的影响㊂对式(20)进行z 域变换,得到离散传递函数为H (z )=1-z -22㊂(23)根据式(23),分析幅频特性曲线,可以得出其对于0.5πn 数字频率的注入信号无幅值衰减,但会带来180ʎ的相位滞后㊂其等效相位滞后角为τ2=2π180ʎ360ʎ㊂(24)相较于传统滤波器提取方法而言,该方法更为简单,且基本无幅值衰减,但同样会引入相位滞后㊂3.3㊀转子位置误差补偿策略从上两小节分析,综合考虑数字控制系统作用方式和高频提取环节所带来的时延影响,总延时为τ=τ1+τ2㊂(25)参考式(17),考虑时延影响的高频电流响应可表示为i αh i βh éëêêùûúú=π2I sp sin(ωh t +τ)+I sn sin(2θe -ωh t -τ)-I sp cos(ωh t +τ)-I sn cos(2θe -ωh t -τ)éëêêùûúú㊂(26)将其变换到正向虚拟dq 轴上可得i d -pos i q -pos éëêêùûúú=π2I sp sin(2ωh t +τ)+I sn sin(2θe -τ)-I sp cos(2ωh t +τ)-I sn cos(2θe -τ)éëêêùûúú㊂(27)定义负向虚拟dq 坐标系为以高频注入电压的角频率顺时针旋转的dq 坐标系㊂变换到负向虚拟dq 轴上可得i d -neg i q -neg éëêêùûúú=π2I sp sin(τ)+I sn sin(2θe -2ωh t -τ)-I sp cos(τ)-I sn cos(2θe -2ωh t -τ)éëêêùûúú㊂(28)其中i d_neg ㊁i q_neg 表示负向虚拟dq 坐标系下的高频响应电流,旋转变换矩阵同样可以查表获得㊂对于变换到正向虚拟dq 轴上的高频响应电流,同样按照2.1节的解调方式进行解调,可以看出实际解调转子位置包含上述相位滞后角,即(2θe -τ)=arctan-[i q_pos (k )+i q_pos (k -1)]i d_pos (k )+i d_pos (k -1)㊂(29)对变换到负向虚拟dq 轴上的高频响应电流进行低通滤波可得i -d_neg i -q_neg éëêêùûúú=LPF (i d_neg )LPF (i q_neg )éëêêùûúú=π2I sp sin τ-I sp cos τéëêêùûúú㊂(30)其中i -d_neg ㊁i -q_neg 表示经过低通滤波处理的虚拟负向dq 轴高频响应电流㊂进一步通过反正切运算即可得到相位滞后角为τ=arctan-i -d_negi -q_neg㊂(31)将计算得到的相位滞后角代入式(29),即可完成补偿,最终得到消除了主要非理想因素时延影响的精确转子位置㊂补偿策略原理框图如图6所示㊂图6㊀时延补偿策略原理框图Fig.6㊀Block diagram of time delay compensation strategy4㊀磁极辨识方法在已知转子磁极极性的情况下,采用上述方法能够得到较为精确的转子位置㊂然而在启动阶段,转子磁极极性未知,为彻底实现零低速域下的无传感器运行,还需要进行磁极辨识㊂式(14)在转子位置相差π时依然成立,导致估算的转子位置和实际的转子位置存在0或π的电角度差,估计d 轴方向和实际转子磁极方向相同或相反,即i d_sin i q_cos éëêêùûúú=I sn sin[2(θe +π)-ωh t ]-I sn cos[2(θe +π)-ωh t ]éëêêùûúú㊂(32)因此求得的转子电角度可表示为θ^e =θ^ᶄe +ϕ㊂(33)其中ϕ为0或者π,取决于转子磁极的方向㊂96第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究转子磁极辨识方法通常是向电机的d 轴注入低频的方波信号或正弦电流信号,一个完整的注入周期注入的电流方向同时包含与d 轴方向相同或相反两个阶段㊂当d 轴注入电流方向和转子磁极方向相同时,定子铁心的磁通饱和程度增加,进而导致L d 减小;当d 轴注入电流方向和转子磁极方向相反时,定子铁心的磁通饱和程度减弱,L d 增大㊂向d 轴注入电流信号后,L q 的变化趋势和L d 相同㊂因此可以通过观察L d 和L q 的变化来判断转子磁极极性㊂本文采用的磁极辨识方法向估计d 轴注入一个周期的低频正弦电流信号㊂考虑注入低频电流信号后,L d 和L q 发生变化,重写正序电流幅值为I ᶄsp =V h L 0(L 20-L 21)ωh=V h 4ωh 1L ᶄd +1L ᶄq ()㊂(34)其中:L ᶄq =L q +ΔL q 和L ᶄd =L d +ΔL d 分别为变化后的交㊁直轴电感;ΔL q 和ΔL d 为注入电流后因磁路饱和引起的交㊁直轴电感变化量㊂式(34)表明可以通过正序电流幅值变化趋势判断交㊁直轴电感的变化趋势㊂定义k 1如下,可由式(30)各项平方和开方得到k 1=π2I sp=(i -d_neg )2+(i -q_neg )2㊂(35)定子铁心的磁通饱和时,k 1增大;而当定子铁心的磁通减弱时,k 1减小㊂通过比较注入电流正负峰值时k 1的大小,即可判断出转子磁极极性㊂注入电流峰值为正时,计算所得k 1定义为k +1;注入电流峰值为负时,定义为k -1㊂若k +1>k -1,则转子磁极极性为N 极,ϕ=0;若k +1<k -1,则转子磁极极性为S 极,ϕ=π,即ϕ=0,k +1>k -1;ϕ=π,k+1<k -1㊂}(36)对误差补偿策略中的中间变量简单处理,即可提取出带有交㊁直轴电感变化趋势信息的k 1,再通过比较注入电流正负峰值时的k 1,即可成功辨识出转子磁极㊂图7所示为转子磁极辨识方法框图㊂图7㊀转子磁极辨识方法Fig.7㊀Rotor magnetic polarity identification method5㊀实验结果及分析为验证本文所提出方法的可行性和准确性,在400W 的PMSM 控制平台上进行了实验研究㊂实验用电机为泰格电机,具体型号为:SM060R40G30U0HE,其参数如表1所示㊂采用TI 公司的TMS320F28335作为主控制器㊂为了验证位置检测精度,通过安装一个多摩川旋转变压器检测转子位置,将其视为电机转子的真实位置,用于与观测值进行比较㊂DSP 系统时钟设置为150MHz,PWM 开关频率与采样频率均设置为18kHz,采用单更新模式㊂注入正交方波电压的幅值和频率为35.8V 和4.5kHz㊂另一个PMSM 与实验用PMSM 同轴固定,用于对拖产生负载转矩㊂实验平台如图8所示㊂表1㊀实验用PMSM 参数Table 1㊀Parameters of experimental PMSM㊀㊀参数数值额定功率P /W 400额定转矩T /(N㊃m) 1.27转动惯量J /(kg㊃m 2) 5.6ˑ10-5额定转速n /(r /min)3000电阻R /Ω 1.31d 相电感L d /mH3.2q 相电感L q /mH3.9图8㊀PMSM 实验平台Fig.8㊀PMSM experiment platform图9从上到下所示分别为采样电流㊁分离提取得到的高频电流和基频电流,右侧为电流细节图㊂从图中可以看出,采样电流是高频电流和基频电流的叠加,分离提取得到的高频电流波形正负规律对07电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀称,基频电流波形较为平滑,说明该提取方法能够有效分离提取出低频电流和高频响应电流㊂图9㊀高频信号提取环节效果Fig.9㊀Result of HF signal exacting proceed图10(a)㊁图10(b)所示为电机给定转速为额定转速的5%,不同运行方向下,未采用补偿策略时的转子角度及估算误差波形㊂正转平均估算角度误差约0.74rad,换算角度为42.40ʎ㊂反转平均估算角度误差约0.71rad,换算角度为40.68ʎ㊂可以看出本文采用的方法无论正反转都能较好地估算出转子位置,但始终与实际转子位置存在一定的误差㊂图10㊀补偿前的位置估计结果Fig.10㊀Position estimation results before compensation图11(a)㊁图11(b)所示为电机给定转速为额定转速的5%,不同运行方向下,对估算转子位置进行在线补偿后的转子角度及估算误差波形图㊂正转平均估算角度误差约为0.010rad,换算角度为0.5729ʎ;反转平均估算角度误差约为0.015rad,换算角度为0.8594ʎ㊂对比图10和图11,在线补偿后不再出现转子位置超前或者滞后于实际位置的现象,基本重合于电机实际角度,说明了本文提出的时延补偿策略能够有效消除主要非理想因素带来的影响㊂图11㊀补偿后的位置估计结果Fig.11㊀Position estimation results after compensation图12为电机给定转速为额定转速的5%,正转工况下,突然切换到反转运行时估算角度和转速波形㊂由图可知,电机在穿越零速时观测角度仍能够较好地跟踪实际角度,电机观测转速能够稳定快速地跟踪实际转速㊂整个过程平稳实现了正反转两种工况切换运行㊂图13是在电机给定转速为额定转速的5%,启动带额定负载,运行中突卸负载工况下的转速和角度波形㊂启动前能够准确辨识出电机转子的初始位置,启动后转速略有超调,随后稳定运行在给定转速㊂突卸负载时,电机转速超调,但最终重新收敛稳定运行在给定转速㊂整个运行过程中估算角度和转速始终稳定收敛,说明了本文提出方法在负载变化的情况具有良好的动态性能㊂17第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究图12㊀正反转运行实验结果Fig.12㊀Results of forward-reverseoperation图13㊀带载启动以及突卸负载实验结果Fig.13㊀Results of startup with load and sudden unload图14是在电机给定转速为额定转速的5%,空载运行中突加额定负载下的转速和角度波形㊂电机空载启动稳定运行在给定转速,稳定运行一段时间后突加额定负载,电机转速迅速大幅跌落至零速以下,但观测角度仍然能够持续稳定收敛于实际角度,随后转速逐渐回升至给定转速㊂整个过程中观测角度稳定跟踪实际转子角度,即使转速跌落至零速以下㊂磁极辨识阶段注入的低频正弦信号,幅值为0.3A㊂图15(a)㊁图15(b)显示的是不同磁极极性下计算得到的k +1与k -1㊂当实际磁极极性为N 极时,k +1>k -1,辨识得到的磁极极性也为N 极;当实际磁极极性为S 极时,辨识得到的磁极极性同样正确㊂验证了本文设计的磁极辨识方法的准确性㊂图14㊀突加负载实验结果Fig.14㊀Results of operation with rated loaddisturbance图15㊀磁极辨识实验结果Fig.15㊀Results of magnetic polarity identification6㊀结㊀论本文主要对高频正交方波注入法在永磁同步电机零低速无传感器系统上的应用进行了研究㊂将传统基于滤波器的高频提取方法替换为简单有效的代数运算提取方法;针对主要非理想因素设计了一种统一时延补偿策略,消除了主要非理想因素的影响,大大提高了观测精度;设计了一种磁极辨识方法,解决了启动阶段转子位置收敛错误的问题,实现了只需一种方法即可覆盖零低速域无传感器运行㊂实验结果表明,本文设计的补偿策略能够消除主要非理想因素的影响;设计的磁极辨识方法能够准确辨识磁极位置㊂27电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀。
开关磁阻电机转子位置检测技术综述_二_
第44卷2011年第4期4月M ICR OM OTOR SV ol 44.N o 4A pr 2011收稿日期:2010 11 24作者简介:吴红星(1975),男,副教授,主要从事特种电机设计及其控制技术。
E m a i:l w hx0422@si na .co m开关磁阻电机转子位置检测技术综述(二)吴红星,倪 天,郭庆波,叶宇骄(哈尔滨工业大学,哈尔滨 150001)摘 要:开关磁阻电机是一种先进的机电一体化装置,它具有结构简单、造价低廉、机体坚固、可靠性高、调速范围广等优点,在工业应用中受到青睐。
该文根据开关磁阻电机控制特点,分析了开关磁阻电机转子特点、工作原理及传统转子位置检测方法,结合国内外基于开关磁阻电机转子位置检测的相关文献,综述了开关磁阻电机转子位置检测技术发展概况,并分析了每种检测技术的优缺点。
关键词:开关磁阻电机;转子位置;检测技术中图分类号:TM 352 文献标志码:A 文章编号:1001 6848(2011)03 0076 06Su mmary of Detecti ng Rotor Positi on Techni que for S w itched ReluctanceM otorsWU H ongx ing ,N I T i a n ,GUO Q i n gbo ,YE Yujiao (H arbin Institute of Technology ,H arbin 150001,China)Abst ract :Sw itched rel u ctance m o tor (SRM )drives is an advanced m echan ical electronic devices ,and ithas been w i d ely used i n i n dustrial app lications because of its si m p le struct u re ,lo w cos,t strong body ,high re liability and w i d e speed range .The article presen ted analysis of characteristics ,w or k i n g pri n ciple and tra d iti o na l de tecti n g rotor position m eans of t h e sw itched reluctance m o tor according to the characteristics o f s w itched re l u ctance m oto r contro.l It also discussed the over v ie w o f kinds of detecting r o tor positi o n for SR M overv i e w based on the re levant literat u re ho m e and abroad about detecting positi o n technique o f sw itched re l u ctance m otor.A t the sa m e ti m e it descr i b ed the advantages and disadvantages o f various detecting ro tor position techn i q ue of sw itched reluctance m o tors .K ey w ords :s w itched re l u ctance m oto r ;rotor position ;detecting techn i q ue (接上期)(11)相间互感检测法1992年M.Ehansi 等学者在文献[15]中提出一种相间互感检测法。
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基于高频脉冲注入法的开关磁阻r电机转子初始位置判定研究张懿;章玮;姚叔春【摘要】针对传统开关磁阻电机在判断转子初始位置时需要外接霍尔位置传感器,不仅增加了系统硬件成本,同时降低了系统的抗震动性等问题,对基于高频脉冲注入法技术无霍尔位置传感器电机转子初始位置判定进行了研究,提出了基于逐相注入高频脉冲比较三相电流响应幅值的得到初始位置的判定算法,在12/8极1.5 kW三相开关磁阻电机上对该方法的准确性进行了试验.研究结果表明:相比于利用霍尔信号确定初始位置的方法,采用改进后高频注入法的转子初始位置的判定算法精确度上提高了一倍,且从静止起动到初始给定转速过程中无反转或其他过渡过程,可实现电机的平滑起动.【期刊名称】《机电工程》【年(卷),期】2018(035)007【总页数】5页(P755-759)【关键词】开关磁阻电机;无位置传感器技术;高频脉冲注入;初始位置判断【作者】张懿;章玮;姚叔春【作者单位】浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027【正文语种】中文【中图分类】TM352;TP240 引言开关磁阻电机(SRM)以其简单坚固的电机结构，起动转矩大而启动电流小、调速范围宽、系统效率高等特点受到国内外广大专家学者的重视，开关磁阻电机系统成为极具潜力的新一代电机调速系统。
在目前SRM系统的启动中，通常采用霍尔位置传感器来获取转子初始位置，额外的硬件检测设备不仅增加了驱动系统成本和复杂度，同时降低了整个系统的可靠性[1]。
因此无霍尔位置传感器的开关磁阻电机驱动系统的研究受到国内外学者的关注，文献[2]采用电流波形检测法，利用增量电感所引起的相电流变化率解算出转子的位置，但该方法电感的计算时间较长，算法易受噪声信号的的影响；文献[3]利用SRM的磁链-电流-转子位置之间的特性曲线来估计转子初始位置，但需要建立并查找三维表，占用内存大，算法复杂；文献[4]提出通过向非导通相注入高频电压脉冲，检测响应电流的幅值进而估计转子位置，该方法无需外加硬件且简单可靠，但采用两相导通方式，准确度下降，且相间干扰误差较大。
本研究在文献[4]总结的高频脉冲注入方法的基础上，改变高频注入条件，在三相绕组上依序逐相注入高频信号，减少相间干扰影响；优化响应电流采集方法，提升初始位置判断的准确度和精度，实现无霍尔情况初始位置判断。
1 SRM无位置传感器初始位置判定1.1 开关磁阻电机定子相电感特性开关磁阻电机转子转动时，随着定子磁极和转子磁极间相对位置变化，定子绕组电感会随位置发生相应变化。
一个电感周期转子位置角度θ和相绕组电感L的关系与变化的规律如图1所示。
图1 定转子相对线性状态下相电感曲线电感在最大和最小时均有一段时期的平稳期[5]。
横坐标为转子位置角(机械角)，设定坐标原点θ=0的位置对应定子凸极与转子凹槽中心重合[6]。
转子在零点处，此时相电感最小Lmin，而磁阻最大。
转子在θ2-θ3期间，相电感线性增加直到θ3位置处达到最大值Lmax；在θ3-θ5的区域定、转子凸极中心逐渐完全对齐，相电感达到最大值Lmax，θ4为转子极轴线和定子极轴线相重合的位置，此处磁阻最小。
θ5至θ6期间为电感下降区，相电感线性下降，当转子旋转至θ7时，完成一个电周期。
1.2 高频脉冲注入基本原理对开关磁阻电机绕组等效电路进行化简。
由电磁基本定律可知，开关磁阻电动机相绕组的电压、磁链方程为[7-8]：(1)展开磁链项得：(2)当转子处于静止状态，即ω=0，反电动势项为0；向定子绕组注入高频脉冲电压时，定子绕组在Δt激励时间下将产生低幅电流。
忽略不计相电阻R的影响，那么在静止状态下其中一相绕组电压方程可以简化为：(3)假定导通Δt时间下电路中电流峰值为Ipk，高频脉冲下的响应电流差值即为：Δi=i(Δt)-i(0)=Ipk(4)结合式(3，4)可推导出：(5)在开关磁阻电机中，相绕组电感随转子位置角θ呈周期性变化时，定子相绕组脉冲响应电流幅值与不饱和相电感呈反比关系，即I∝1/L。
本研究对一台12/8三相SRM电机某一相绕组持续加入一定频率和幅值的电压脉冲，手动转动转子，可观察到的相电流波形如图2所示。
图2 手动转动转子时的电感估计原理图由图2可见，在一个电周期内，随电感周期性的变化，电流的幅值也相应地改变。
对于三相12/8极开关磁阻电机来说，转子极数Nr=8，1个机械周期可分为8个完整的电角度周期(每45°机械角度)，随电感周期性的变化，电流的幅值也相应地改变。
SRM三相电感分区图如图3所示。
12/8极SRM电机定子三相绕组在空间上相差120°排列，其电感值大小变化规律随位置角度的关系如图3(a)所示。
当电机处于某一位置静止状态时，对三相绕组按ABC相序逐相注入高频脉冲，各相电流峰值包络线将呈现对应图3(b)所示位置的变化规律。
图3 SRM三相电感分区图按比较一个电周期中各相电流大小的方法一个电周期可分为6个扇区，每个扇区中各相电流除在扇区临界状态外如上图3(b)，其大小呈一定逻辑规律[9]，其规律总结如表1所示。
表1 静止时初始位置与扇区估计表比较逻辑位置区间区间Ia>Ib>Ic0°<θ<7.5°0Ib>Ia≥Ic7.5°<θ≤15°1Ib>Ic>Ia15°<θ<22.5°2Ic>Ib≥Ia22. 5°<θ≤30°3Ic>Ia>Ib30°<θ<37.5°4Ia>Ic≥Ib37.5°<θ≤45°5因此，在转子静止时，利用对各相绕组施加脉冲电压后得到的各相电流大小进行判断，就可以确定转子初始位置所在的区域。
1.3 转子初始位置判断开关磁阻电机采用霍尔传感器检测转子位置时，U相信号的上升沿和定子A相轴线对齐。
定义A相定子凸极中心线与转子凹槽中心重合的位置，即非对齐位置为初始0位置，转子相对此位置转过的角度即为转子位置角θ。
沿用此定义，分析采用基于高频注入法时，展开对转子初始角度的判断。
对于12/8极开关磁阻电机，当转子转过360°机械角度时，L(θ)变化的频率正比于转子极数Nr，定转子磁极会重叠出现8次电感周期(45°机械角度)，因此在定子绕组端可重复检测到8组周期相同的脉冲响应电流。
本研究在一个完整周期内，对三相绕组分时依序注入高频脉冲PWM，并留有足够间隔裕量，使检测得到的脉冲互不影响和干扰。
在Δt1激励时间下，经过中断寄存器赋值和磁阻延时效应Δt2后，逐相捕获三相响应电流峰值Iamax,Ibmax,Icmax，在一个完整采样滤波周期后对滤波电流Iamax′,Ibmax′,Icmax′进行逻辑比较运算，通过表1的算法进而判断得出准确扇区。
在得到电机转子位于某个扇区时，该扇区只能粗略表示0°～60°电角度范围，如图4所示。
图4 θ位置判断预估图取扇区中间值表示整个扇区位置的方法可减小误差范围。
以0区间为例，取30°为当前角度，则转角θ=n×60°+30°，这样使12/8极SRM电机位置判断误差最小化为30°，即3.75°机械角度。
目前，通用的霍尔传感器极数为4极，判断转子位置时，会在0～π/2机械角度内产生一个完整电角度周期，根据U、V、W三相磁极输出的高低电平信号，可判断出转子相对零位置所在的扇区n，在一个电周期内6编码状态代表输出的6个扇区。
霍尔传感器将1个机械周期分为4个完整的电周期(90°机械角度)。
参照无霍尔传感器对初始角度的判定，采用霍尔传感器的12/8极SRM电机位置判断误差最小化为30°电角度(7.5°机械角度)。
通过对比，笔者分析两种初始位置判断的误差精度对比图如图5所示。
图5 两种检测方式下扇区周期划分对比由结果可知：高频脉冲得到判定位置相比霍尔判定的位置精度提高一倍，具备更精准的扇区，优化了开关磁阻电机的初始启动条件。
2 实验及结果分析为了验证以上推导与提出的判据、研究方法和算法的准确性，本研究在一台12/8极三相开关磁阻电机平台上进行实验验证。
实验电机主要参数如表2所示。
表2 实验用SRM电机主要参数参数值参数值定/转子极数12/8最大电感/mh150额定功率/kW1.5最小电感/mh32额定转速/(r·min-1)1 500相绕组电阻/Ω4.7额定电压/V150霍尔极数4电机控制系统实验平台如图6所示。
图6 电机控制系统实验平台控制系统主要由三相PWM可控整流器，电机逆变端的功率变换器，供电电源及开关磁阻电机本体组成。
主控CPU芯片采用TI系列的TMS320F28335芯片。
软件算法中断流程图如图7所示。
图7 无位置启动中断流程图在SectorFlag标志位为0模块中程序主要执行对高频脉冲的注入，三相电流的采集、各采样值的初步滤波。
AD采样的不准确将导致扇区误差，从而影响扇区判断的精准性，为优化无位置启动效果，保证与霍尔有相同的稳定性。
实验采用中位值平均滤波算法，在N次采样结果中去掉最大值和最小值，然后计算N-2个数据的算术平均值，可获得新的较稳定的采样结果，此处N取10。
通过中位值平均滤波算法克服了高频脉冲波动并抑制了周期性干扰，可消除由于偶然出现的脉冲干扰所引起的采样值偏差。
然后通过表1的算法得到扇区，该模块完成后SectorFlag标志位为1进入启动运行模块。
笔者设计三角载波信号频率即高频注入的PWM中断频率为20 kHz，中断时间50 us。
电流采样频率与中断频率同为20 kHz，脉冲注入频率为5 kHz占空比12.5%，同时满足硬件电路变压器和功率器件的频率承受值。
定子各相逐相依序注入高频脉冲，手动转动转子时三相定子绕组电流波形如图8所示。
图8 手动转动转子时响应电流波形图三相响应电流脉冲的幅值会随转子改变而呈周期性变化。
电机某位置时检测得到的电流波形如图9所示。
图9 扇区n=2位置注入脉冲响应电流定性判断图中响应电流幅值大小可知Ib>Ic>Ia，依表1可得此时转子位于第2扇区，相对零初始位置转过的角度位于15°<θ<22.5°，则取θ=18.75°机械角度为当前转子角度。
同理，在电机任意位置，可根据三相响应电流Ia、Ib、Ic的大小关系即可判断出的任意初始位置θ和所处扇区区间n。
转动转子时D/A模块实时输出得两种状态下电机扇区波形如图10所示。