基于UCD3138的移相全桥同步整流控制策略

移相全桥参数计算

1、 2、 介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比（al）: VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec

估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）: V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期 （DTYP ） ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。下列方程计算主变 压器 器运行在电流型控制。 如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式 这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l （QE ） l （QF ） 也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3［二（￥N 和忡）x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1）的最低磁化电感，确保变频

倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析 在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。 关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑 0 引言 随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8 V之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变 换器是最能够满足上面的要求的[3]。 本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果 证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构 主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步 整流结构是最合适的，这是因为： 图1 主电路拓扑 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电 流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路； 5）动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理 电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图 如图3所示。 (a) 模式1[t0－t1] (b) 模式2[t1－t2]

德州仪器-具有同步整流功能的移相全桥控制器UCC28950使用说明

- + -V S UCC28950 https://www.360docs.net/doc/f013144395.html, SLUSA16A–MARCH2010–REVISED JULY2010 Green Phase-Shifted Full-Bridge Controller With Synchronous Rectification Check for Samples:UCC28950 FEATURES APPLICATIONS ?Phase-Shifted Full-Bridge Converters ?Enhanced Wide Range Resonant Zero Voltage Switching(ZVS)Capability?Server,Telecom Power Supplies ?Industrial Power Systems ?Direct Synchronous Rectifier(SR)Control ?High-Density Power Architectures ?Light-Load Efficiency Management Including ?Solar Inverters,and Electric Vehicles –Burst Mode Operation –Discontinuous Conduction Mode(DCM),DESCRIPTION Dynamic SR On/Off Control with Programmable Threshold The UCC28950enhanced phase-shifted controller builds upon Texas Instrument’s industry standard –Programmable Adaptive Delay UCCx895phase-shifted controller family with ?Average or Peak Current Mode Control with enhancements that offer best in class efficiency in Programmable Slope Compensation and today’s high performance power systems.The Voltage Mode Control UCC28950implements advanced control of the full-bridge along with active control of the ?Closed Loop Soft Start and Enable Function synchronous rectifier output stage.?Programmable Switching Frequency up to1 MHz with Bi-Directional Synchronization The primary-side signals allow programmable delays to ensure ZVS operation over wide-load current and ?(+/-3%)Cycle-by-Cycle Current Limit input voltage range,while the load current naturally Protection with Hiccup Mode Support tunes the secondary-side synchronous rectifiers ?150-μA Start-Up Current switching delays,maximizing overall system ?V DD Under Voltage Lockout efficiency. ?Wide Temperature Range-40°C to125°C UCC28950Typical Application Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. PRODUCTION DATA information is current as of publication date.Copyright?2010,Texas Instruments Incorporated Products conform to specifications per the terms of the Texas Instruments standard warranty.Production processing does not necessarily include testing of all parameters.

应用同步整流技术实现双向DC／DC变换

应用同步整流技术实现双向DC／DC变换 [日期：2006-11-9] 来源：电源技术应用作者：浙江大学姜德来吕征宇[字体：大中小] 摘要：在Buck同步整流技术的基础上，充分利用其电路的特点，提出了双向直流变换器，并分析了其可行性。针对双向恒压和双向恒流两种控制方式，分析了各自的开关管驱动脉冲要求，并给出了相应控制脉冲的实现方法。通过实验加以验证。 关键词：双向；同步整流；恒压；恒流 0 引言 同步整流技术是近几年研究的热点，主要应用于低压大电流领域，其目的是为了解决续流管的导通损耗问题。采用一般的二极管续流，其导通电阻较大，应用在大电流场合时，损耗很大。用导通电阻非常小的MOS管代替二极管，可以解决损耗问题，但同时对驱动电路提出了更高的要求。 此外，对Buck电路应用同步整流技术，用MOS管代替二极管后，电路从拓扑上整合了Buck和Boost两种变换器，为实现双向DC／DC变换提供了可能。在需要单向升降压且能量可以双向流动的场合，很有应用价值，如应用于混合动力电动汽车时，辅以三相可控全桥电路，可以实现蓄电池的充放电。 l 工作原理 1 1 电路拓扑 双向同步整流电路拓扑如图1所示。当电路工作于正向Buck时，Sw作为主开关管，当Sw导通时，SⅡ关断，电感L储能；当Sw关断时，SR导通续流，电感L释能给输出负载供电。当电路工作于反向Boost升压电路时，SR作为主开关管，当SR导通时，Sw关断，电感L储能；当SR关断时，Sw导通续流，电感L释能给输出负载供电。

1．2 参数设计 设置电感L是为了抑制电流脉动，因此其设计依据是电流纹波要求。电容C1主要是为了在Boost电路Sw关断时，维持输出电压恒定，而电容C2主要是为了抑制Buck输出电压脉动，其设计依据是电压纹波要求，因此两个电容的参数设计并不一致。具体算式如下。 式中：Vg为Buck电路输入电压； Vo为Boost电路输入电压； D为Sw管的占空比： △Q为对应输出电压纹波的电荷增量； △Vo为Buck电路输出电压纹波要求； △Vg为Boost电路输出电压纹波要求； △lmin为Buck和Boost电路电流纹波要求的较小值； I为电感电流。 1．3双向恒流型控制 1)当电路工作在Buck模式时，被控制的是电感电流，目的是为了维持电感电流恒定。电路参数方程为

UCC28950移相全桥设计指南设计

UCC28950移相全桥设计指南 一，拓扑结构及工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2 Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变， S为零电流关断，3S为零电流开通。 所以4 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 图1模式1主电路简化图及等效电路图 ②模式2 图2模式2简化电路图 ③模式3

图3模式3简化电路图 ④模式4 图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5 图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6 图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7

图7模式7主电路简化电路图 ⑧模式8 图8模式8主电路简化电路图 二，关键问题 1：滞后臂较难实现ZVS 原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V. 解决方法： ①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。 ②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。 ③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。 2，副边占空比的丢失 原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态； Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。 解决方法： ①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。

一种全桥同步整流器的设计及其应用

一种全桥同步整流器的设计及其应用 2012-10-24 22:01:37 来源:21IC 关键字：全桥同步整流器 由于现代高速超大规模集成电路的尺寸不断减小，同时又对功率要求的不断增加。因此必须提高供电电源的功率密度，在有限的散热空间里增加功率密度，就必须提高电源的工作效率。近年来，通过增加输出级同步整流、引入软开关技术等，使得开关电源的效率得到了大幅提高。如何进行一步提高其工作效率，笔者从输入级的一次整流入手进行了相应分析和研究。 1 原理与设计 1．1 桥式整流与桥式同步整流分析 一般开关电源中一次整流电路结构如图1所示。因为图中电源V1由电网提供，要采用高压二极管对其进行整流，所以D1，D2，D3，D4的压降约为1 V。当输出电流为I时，将在整个整流桥上产生P(VD)=1×2×I的功率损耗。 桥式同步整流电路结构如图2所示，图中M1、M2、M3、M4为n沟道增强型功率MOS 管，其中D1、D2、D3、D4为其寄生体二极管。图中左半部分为其驱动信号产生模块。 为进一步提高电源变换器的效率，降低一次整流部分的损耗是提高电源变换器工作效率的一种有效途径。采用P-MOSFET管来实现整流功能的整流电路称为同步整流电路，P-MOSFET管不像二极管那样能自动截止反向电流，需要用P-MOSFET管来实现同步整流，必须控制P-MOSFET管的导通和关断，而P-MOSFET管的导通和关断又取决于它的栅极驱

动信号。因此，在设计同步整流P-MOSFET管栅极驱动信号的大小和时序，要确保同步整流电路的正常工作。图3为相应开关管M1、M2、M3、M4控制信号S1、S2、S3、S4波形图。 为防止开关管发生直通的现象，在上下桥臂的波形切换之间加入了死区时间Tdeadtime。 因为工作频率在50 Hz，所以无需考虑其开关损耗。桥式同步整流电路中功率损耗主要发生在其导通的直流电阻RDS上，即P=(RDS×2)I2，图4给出了相应损耗功耗曲线。 设全桥整流时整流桥的损耗功率P(VD)=2×I。设全桥同步整流时开关管的损耗功率P(VT)=Ron×I2。与全桥整流相比全桥同步整流所节省的功率损耗P(D)=P(VD)-P(VT)=2×I-Ron×I2。根据函数的增减性，当I=1／Ron时，P(D)可取得最大值。 1．2 相应参数计算 此部分主要考虑将输入正弦波变为与之同步的方波，相应电路如图5所示。为防止整流开关管发生直通的现象，在上下桥臂波形切换之间加入了死区时间。引死区时间由过零比较电压时行设定，即电阻R1与电阻R2、R3与电阻R4的比值来确定。死区时间Tdeadtime 在整个周期中所占的时间为 其中，V1-1为同步交流信号的幅值；T为输入交流信号的周期。

移相全桥全参数计算

1、介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表 1 设计规 描述最小值典型值最大值 输入电压370V 390V 410V 输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 2、功能示意图

3、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。 计算T1次级均方根电流(ISRMS):

同步整流技术

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11

内
容
?同步整流简介。
?同步整流的分类。
简 ?同步整流的驱动方式
介
?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小，功耗的不断降低，要求 供电电压也越来越低，而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化（500kHz～1MHz）高 功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管，其功耗占变换器 全部功耗的50～60％。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大 降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功 率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能
G
?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能 z 相对于二极管的开关算好极小 z 整流的时序受到MOSFET的Vgs控制，可以根据系统的需要，
把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如：一个5V 30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30%
Mosfet
Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*302=1.08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
MBR8040(R)
SC010N04LS

同步整流电路分析

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。 举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

移相全桥参数计算

移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 2020

1、介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 2、功能示意图 3、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 4、原边变压器计算T1 变压器匝比(a1): 估计场效应晶体管电压降(VRDSON): 基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP) 输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变 频器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。 图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。 计算T1次级均方根电流(ISRMS): 副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边: 副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通 副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。 副边总均方根电流(ISRMS): 计算T1原边均方根电流(IPRMS): T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边 T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器 总T1原边均方根电流(IPRMS) 此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范 测量漏原边漏感:

全桥移相控制技术(精)

全桥移相控制技术的重大进步 LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关（ZVS）能做高效率转换的全部控制功能。自适应方式的ZVS电路延迟功能将开启信号提供给每个MOSFET以克服各个元件的偏差，手动设置延迟的方式，可使二次侧同步整流的驱动信号直接做到开启延迟。 LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。UVLO调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。 此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。 各引脚功能说明如下：（3722-1/-2） SYN.(1Pin)振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。 DPRG.(2Pin) 对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。 RAMP.(NA/Pin2) 对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。 CS (3Pin)对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。 COMP(Pin4) 误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。 RLEB (Pin5/NA) 前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns 到310ns的电流检测信号的前沿消隐。推荐采用一个±1％电阻，LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。 FB (6pin) 误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V. SS (7Pin) 软起动（重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波（LTC3722-1）或一占空比。（LTC3722-2），在过载条件下，SS放电到地，然后重新起动。 NC (8Pin) 空脚，接到GND。 PDLY (9Pin) 被动臂的延迟电路输入，PDLY通过一分压器接到桥的左腿，（自适应ZVS型）而在固定ZVS型，在PDLY上有0~2.5V之间的电压，给被动腿调节固定的ZVS延迟时间。

倍流整流变换器中同步整流控制驱动研究 开题报告

研究生选题报告 题目：倍流整流变换器中同步整流控制驱动 的研究 学号 姓名 指导教师 院、系、专业电气与电子工程学院 电力电子与电力传动 华中科技大学研究生院制

填表注意事项 一、本表适用于攻读硕士学位研究生选题报告、学术报告，攻 读 博士学位研究生文献综述、选题报告、论文中期进展报告、 学术报告等 二、以上各报告内容及要求由相关院（系、所）做具体要求。 三、以上各报告均须存入研究生个人学籍档案。 四、本表填写要求文句通顺、内容明确、字迹工整。

倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究 一、课题的来源 随着高速超大规模集成电路不断发展，构成这些电路电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A-1OOA，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。 针对特殊电路的要求，电压调节器模块必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。从美国开关电源市场来看，跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场是非常乐观的，对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。据权威市场专家预测:在今后五年内，小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是:为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC/DC变换器向低输出电压(最低可低到1.2V),高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz)、高功率密度、高可靠性(MTBF >10000)、高效率、快速动态响应的方向发展。 模块电源主要分为DC/DC、AC/DC和DC/AC三种，其中DC/DC模块占据了90％的市场份额。随着通信系统对电源产品的要求越来越高，DC/DC模块电源技术正发生着巨大的变化，朝着低电压大电流方向发展。电压最低小于0.8V，负载电流最高大于100A。为了获得更高的效率，同步整流技术在这些DC/DC模块电源中的作用越来越重要，应用也越来越广泛。

同步整流

同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。 一、自驱动同步整流 这里给出反激、正激及推挽三种电路的同步整流电路。在正常输入电压值附近工作时，效果十分明显，在高端时，效率变坏而且容易损坏MOSFET。其电路如图1所示。输出电压小于5V时才适用。 图1. 反激、正激、推挽电路的自偏置同步整流电路 二、辅助绕组驱动的同步整流 为了防止高端输入时同步整流的MOSFET栅极上的电压过高，改用从二次侧绕组中增加驱动绕组的方式。该方式可以有效地调节驱动同步整流的MOSFET的栅压，使它在MOSFET 栅压的合理区域，从而保护了MOSFET，提高了电源的可靠性，此外也将输出电压从5V扩展到24V。其工作原理如图2所示。

图2辅助绕组驱动的同步整流电路 三、控制IC方式的同步整流 为提高驱动同步整流MOSFET的效果，从而设计了各种模式的同步整流的控制驱动IC，也取得了不少成果，它将同步整流MOSFET的栅压调至最佳状态。将其开启关断也提高了时控精度，其主要的不足在于MOSFET的源极必须接地，这会加大地线上的开关噪声，并传输至电源输出端。此外其开关时序由自身输出脉冲给出，所以同步整流MOSFET的开启关断通常为硬开关，其时间会与初级侧主开关有些时间差，因此输出电压大体控制在20V以下，ST 公司推出的STSR2、STSR3，以及线性技术公司的LTC3900和LTC3901即是此种控制方式的代 表作品。图3和图4给出其应用电路图。