反激开关电源变压器设计V1.0
反激电源变压器设计篇之详细设计步骤
反激电源变压器设计篇之详细设计步骤在上一篇文章中我们讲述了反激电源变压器设计的理论基础，文章链接如下，反激电源变压器设计篇之基础原理本文将详细讲述反激电源变压器在固定频率下连续电流模式的设计过程，这是一个反复迭代至最终满意的过程。
变压器设计过程中，我们主要考察其磁芯是否饱和，磁芯损耗是否可以接受，绕线电流是否符合要求等等。
1. 确定MOSFET的漏源极电压Vds首先确认开关管MOSFET的漏源极电压Vds，有些小功率的电源芯片可能已经将MOSFET集成在内部，一般而言600V左右的MOSFET是最常见的，价格也适中。
国产的昂宝或者芯朋微等电源厂商现在也有能做到高达800V的芯片，可根据实际情况确定。
本文以600V为例进行设计说明。
2. 确定变压器匝数比我们知道反激电源在开关管断开时会产生很大的电压尖峰，如图1所示，这是因为变压器存在漏感。
因此，在实际的电路设计中都会使用RCD钳位电路，示意如图2所示，Llk表示变压器的漏感。
图1图2考虑到器件的降额，Vds电压可以选取80%~90%，尖峰电压我们可以根据经验大概设定在50~80V之间，然后结合最大输入电压，带入上式即可得到变压器的匝数比。
3. 确定占空比反激电源是从升降压拓扑演变而来，最低输入电压是电源工作的最恶劣工况。
根据变压器初级侧电感的伏秒平衡原则，可得下式，这是效率为100%时的理论占空比，我们可以进一步计算得到相对更加精确的占空比。
由于我们知道电源的输出功率Po和输出电压Vo，因此，可以得到输出的负载电流Io，4. 确定电流波形在设计时，我们可以设定连续电流模式的电流纹波率r为0.5，作为迭代的初始条件。
因此，可得初级侧电流纹波，然后，初级侧电流乘以匝数比，就能得到次级侧的电流值。
5. 确定原边侧电感值6. 确定磁芯磁芯很多时候都是根据经验来进行选择，网络或者相关书籍也有一些评估公式可供参考，根据上式得到初步的磁芯体积后，就可以根据磁芯规格参数表来初步选择磁芯了。
开关电源的反激式变压器设计
用于单片集成开关IC开关电源的反激式变压器设计索引1、反激式变压器设计介绍02、电源设计所需的标准13、变压器设计步骤14、变压器结构74.1变压器材料94.2绕线方式94.3绕组顺序104.4多路输出104.5漏电感105、变压器磁芯类型116、线规表127、参考资料138、变压器元件来源铁芯131、反激式变压器设计介绍反激式电源变换器设计的关键因素之一是变压器的设计。
在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。
在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。
初次级的电流不是同时流动的。
因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。
反激电路的主要优势是成本，简单和容易得到多路输出。
反激式拓扑对于100W以内的系统是实用和廉价的。
大于100W的系统由于着重降低装置的电压和电流，其它诸如正激变换器方式就变得更有成效。
反激式变压器设计是一个反复的过程，因为与它的变量个数有关，但是它不是很困难，稍有经验就可快速和容易的处理。
在变压器设计之前的重点是定义电源参数，诸如输入电压，输出功率，最小工作频率，最大占空比等。
根据这些我们就可以计算出变压器参数，选择合适的磁芯。
如果计算参数没有落在设计范围内，重复计算是必要的。
利用网站上的EXCEL电子表格可以容易的处理这些步骤。
属于ISMPSIC的IR40xx系列最初设计应用于准谐振方式，这意味变压器工作于不连续模式（磁场不连续，当变压器中的能量传递到次边后磁场反回到零）。
在PRC 模式中的变压器通常也工作于不连续状态，若工作于连续状态时工作频率设置的很低（约20KHZ 时一般不实用，因为需要较大尺寸的磁芯）。
因此本应用手册仅包含不连续设计的实例。
2、电源设计所需的标准在开始变压器设计之前，根据电源的规范必须定义一些参数如下：1）最小工作频率——min f2）预计电源效率——≈0.85~0.9（高压输出），0.75~0.85（低压输出）3）最小直流总线电压——min V 如110V 时最小输入电压85Vac ，可有10V 抖动）4）最大占空比——（建议最大值为0.5）5）串联谐振电容值——res C （建议取值范围为100pFf~1.5nF ，见图1）3、变压器设计步骤首先计算总输出功率，它包括所有次级输出功率，辅助输出功率和输出二极管的压降。
反激拓扑开关电源变压器的设计
反激拓扑开关电源变压器的设计第一节 概 述反激DC DC /变换器的原理图如图4-1所示｡ 与正激变换器的原理图(见图3-2)相比较,其主要区别在於变压器副边绕组的极性相反｡因此当开关管r T 导通时,由於整流管D 不导通,电能不能即时由原边传输到副边,在r T 导通期间,电能转换为磁场能量储存在变压器的磁路中｡而当r T 关断时,原边电流1I 为零,为维持磁路中的磁通不 图 4 - 1 反激变换器原理图 变,副边必产生感应电流2I ,磁场能量转换为电能,经D 向负载供电｡变压器原边绕组感应电势的幅值:m E 1=-1V (1Z V ∆+Tr V ∆+3r V ∆)=11V V ∆-式中,1V ∆=1Z V ∆+Tr V ∆+3r V ∆为原边绕组﹑开关管和取样电阻的压降之和｡设原边绕组的电感量为1L ,则有:m E 1=dt di L 11 1di =dt L E m 11 磁路不饱和时,11L E m 为常数,1I =f (t )在开关管导通期间(由t =0至t =on T )呈线性上升,电 流在此期间的变化量为:1I ∆=on m T L E 11 (A ) ( 4 - 1 ) 变压器副边绕组感应电势的幅值:m E 2=0V +(2Z V ∆+D V ∆)=0V +2V ∆式中,2V ∆=2Z V ∆+D V ∆为副边绕组和二极管的压降之和｡设副边绕组的电感量为2L ,则为:m E 2=dt di L 22 2di =dt L E m 22 磁路不饱和时,22L E m 为常数,2I =f (t )在二极管导通期间(由t =on T 至t =on T +a T )呈线性下降,电流在此期间的变化量为:2I ∆=a m T L E 22 (A ) ( 4 - 2 ) 由於电源电压的高低﹑负载的轻重和绕组的电感值大小不同,变换器有如下的三种工作状态:1.电流不连续工作状态:1I 在on T 期间内由0增至峰值P I 1,而2I 在a T 期间由峰值P I 2降至0,a T 比开关管关断的时间短(off a T T <),在dt T 期间,原﹑副边绕组都没有电流流通,f I =1(t )和f I =2(t )的波形如图 4 - 2 a )中的粗实线所示｡2.电流连续工作状态:原﹑副边绕组在工作期间有直流分量dc I 1和dc I 2流过,1I 在on T 期间由dc I 1增至P I 1而2I 在a T =off T 期间由P I 2降至dc I 2,f I =1(t )和f I =2(t )的波形如图4 - 2 b )所示｡3.临界工作状态:原﹑副边绕组的工作电流中均无直流分量,且2I 在a T =off T 期间由P I 2降至0(dt T = 0 ),f I =1(t )和f I =2(t )的波形如图4 - 2 a )中的虚线所示｡当变换器工作在临界或电流连续工作状态时,在开关管关断期间,副边绕组电流的变化量为：off m T L E I 222=∆ (A ) ( 4 - 3 )反激拓扑由於线路简单,设计和调试(包括变压器 )较容易而被广泛地应用於150W以下的开关电源( 亦有功率大至200W 以上者 )｡反激变换器由於纹波电压较高﹑电压和负载的调整率较差和变压器的尺寸较大而限制了其功率的进一步增加｡通常按初步设计方案(即使所用的计算公式不够正确 )做成的变压器样品,大多能使开关电源工作,但变压器设计工程师的职责是协同开关电源设计工程师工作,使所设计的变压器不仅能满足开关电源各项性能指标的要求,并应力求高效率﹑低温升﹑节省材料和制造成本｡ 图 4 - 2 1I ﹑f I =2(t )的波形图第二节变压器圈数比和绕组圈数的选择1.变压器圈数比的选择: 1)反激变换器工作在电流连续工作状态（包括临界状态）,off a T T =:忽略变压器的损耗,变压器输入﹑输出的能量相等,由电感储存的能量的增量221I L E ∆=∆和式( 4 - 1 ) ( 4 - 3 )可得: 2222112121I L I L ∆=∆ 即: 22222111)(21)(21off m on m T L E L T L E L = 222121)()(L T E L T E off m on m = 以 221L K L =代入: 2222221)()(L T E L K T E off m on m = off m on m T KE T E 21=offm on m T E T E K 21=∴ ( 4 - 4 ) 由式(4-4)可见,对於工作在电流连续状态(包括临界状态)的反激式变压器,只有当)5.0(==D T T off on 时,变压器的圈数比才与电势比相等｡以on off T T T -=代入式(4-4)可求得圈数比K 与占空比D 的关系式:mm E D DE K 21)1(-= ( 4 - 5 ) m m m KE E KE D 212+=( 4 - 6 ) 在按式(4-5)计算和选取变压器的圈数比时,必须先选定脉冲的占空比D ｡考虑到电源电压的波动范围,应使对应於最高及最低电压时的占空比在合适的范围之内,兼顾到开关电源性能的要求,通常在2.0=D ~ 0.45之间选取｡2)反激变换器工作在电流不连续状态 ,a T <off T :由式（4-4）可知,这时变压器的圈数比应为:am on m T E T E K 21= ( 4 - 7 ) 为方便设计,我们通常按所选定的临界工作状态的条件(详见本章第三节)来计算,因变换器工作在临界状态时off a T T =,故计算变压器圈数比的公式与式(4-5)相同,但应以临界点的m E 1值代入计算,即:mm E D DE K 21)1(-= ( 4 - 8 ) 下面将推导出一个有关工作在电流不连续状态时的反激变压器特征的关系式｡设原边电流在on T 期间的平均值为ave I 1,当忽略变压器的损耗时,其输出功率与输入功率相等,即:T T I E P on avem 111= 022I E P m =由等式0211I E TT I E m on ave m = 可求得 on m m ave T E T I E I 1021=因输入电流的波形为峰值等于1I ∆的三角波,故ave I 1又可用下式表达:1121I I ave ∆=112L T E on m = 由等式111022L T E T E T I E on m on m m = 可求得 T I E L T E m on m 02112= （S V -） ( 4 - 9 )上式表明,当输出功率(022I E P m =)一定时,无论m E 1为何值,乘积on m T E 1均保持不变｡2.变压器绕组圈数的选择:按已知的变换器的输入﹑输出条件和工作频率,在选定了磁心的的形状和大小(参看第三章第一节)﹑脉冲的占空比和变压器的圈数比之后,可由式(2-19)求得变压器原边绕组的圈数为:eon m BA T E N ∆=11 ( 4 - 10 ) 而变压器副边绕组的圈数则为:KN N 12= ( 4 - 11 ) 当用式(4-10)﹑(4-11)计算变压器绕组的圈数时,首先必须选择适当的B ∆值,它将直接关系到变压器的损耗﹑效率和温升(参看第三章第三节)｡第三节变压器绕组临界电感值的确定在指定的输入电压和输出功率时,令变换器工作在临界状态下的变压器绕组的电感值,称为临界电感值｡1.临界电感值的计算:变压器工作在临界状态时,其副边绕组输出的功率为:022I E P m =TI L P 1212222∆= TT L E L off m 1)(212222= 222)(21off m T E TL = 2222)(21off m T E T P L =以式(4-4)代入,可求得变压器副边绕组的临界电感值为:。
跟我学系列之四反激电源及变压器设计实施方案
跟我学系列之四，反激电源及变压器地设计反激，反激才是王道！说实话，开这个话题，我犹豫了很久.因为关于反激地话题论坛里讨论了很多很多，这个话题已经被讨论地非常透彻了.关于反激电源地参数设计也有多篇文章总结.还有热心地网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做地傻瓜化.但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而求助地帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题！b5E2RGbCAP我不知道我是否能写出一些有新意地东西，但我会尽力去写好.不期望能入高手地法眼，但愿能给入门者一些帮助.p1EanqFDPw纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代地地位.说句不算夸张地话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他地拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K 地工作也不是什么难事.DXDiTa9E3d1 ，反激电路是由buck-boost 拓扑演变而来，先分析一下buck-boost 电路地工作过程工作时序说明：t0 时刻，Q1 开通，那么D1 承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升.t1 时刻，Q1 关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1 ，向C1 充电.并在C1 两端电压作用下，电流下降.RTCrpUDGiT t2 时刻，Q1 开通，开始一个新地周期从上面地波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1 地电流都没有到零.所以，这个工作模式是电流连续地CCM 模式，又叫做能量不完全转移模式.因为电感中地储能没有完全释放.5PCzVD7HxA从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递地方式是，在MOS 管开通时，向电感中储存能量，MOS 管关断时，电感向输出电容释放能量.MOS 管不直接向负载传递能量.整个能量传递过程是先储存再释放地过程.整个电路地输出能力，取决于电感地储存能力.jLBHrnAILg我们还要注意到，根据电流流动地方向，可以判断出，在输入输出共地地情况下，输出地电压是负电压.MOS 管开通时，电感L1 承受地是输入电压，MOS 关断时，电感L1 承受地是输出电压. 那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受地正向和反向地伏秒积地平衡.那么：xHAQX74J0XVin ×(t1-t0)=Vout ×(t2-t1) ，假如整个工作周期为T，占空比为D ，那么就是：Vin ×D=Vout ×(1-D)那么输出电压和占空比地关系就是：Vout=Vin ×D/(1-D)同时，我们注意看MOS 管和二极管D1 地电压应力，都是Vin+Vout另外，因为是CCM 模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题.MOS 开通时有电流尖峰.上面地工作模式是电流连续地 CCM 模式 .在原图地基础上， 把电感量降低为 80uH ，其他参 数不变，仿真看稳态地波形如下： LDAYtRyKfEt0 时刻，Q1 开通，那么 D1 承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从 0 开始线性 上升. t1 时刻， Q1 关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过 D1 ，向 C1 充电 .并在 C 1 两端电压作用下，电流下降 .Zzz6ZB2Ltk t2 时刻， 电感电流和二极管电流降到零 .D1 截止， MOS 地结电容和电感开始发生谐振 .所以可以看见 MOS 地 Vds 电压出现周期性地振荡 .dvzfvkwMI1 t3 时刻， Q1 再次开通，进入一个新地周期 在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续地 全转移模式，因为电感中储存地能量完全转移到了输出端 .而二极管因为也工作在 DCM 状 态，所以没有反向恢复地问题 . 但是我们应该注意到， DCM 模式地二极管、电感和 MOS 漏极地峰值电流是大于上面地 CCM 模式地 .rqyn14ZNXI另外需要注意地是在 DCM 下地伏秒积地平衡是：Vin ×(t1-t0)=Vout(t2-t1)DCM 模式 .有叫做能量完在CCM 和DCM 模式有个过渡地状态，叫CRM ，就是临界模式.这个模式就是电感电流刚好降到零地时候，MOS 开通.这个方式就是DCM 向CCM 过渡地临界模式.EmxvxOtOcoCCM 在轻载地时候，会进入DCM 模式地.CRM 模式可以避免二极管地反向恢复问题.同时也能避免深度DCM 时，电流峰值很大地缺点.要保持电路一直工作在CRM 模式，需要用变频地控制方式.SixE2yXPq5我们还注意到，在DCM 模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS 地结电容谐振，给M OS 结电容放电.那么，是不是可以有种工作方式是当MOS 结电容放电到最低点地时候，M OS 开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS 开通地损耗了.答案是肯定地.这种方式就叫做准谐振，QR 方式.也是需要变频控制地.6ewMyirQFL不管是PWM 模式，CRM 模式，QR 模式，现在都有丰富地控制IC 可以提供用来设计.2 ，那么我们常说，反激flyback 电路是从buck-boost 电路演变而来，究竟是如何从buc k-boost 拓扑演变出反激flyback 拓扑地呢？请看下面地图：kavU42VRUs这是基本地buck-boost 拓扑结构.下面我们把MOS 管和二极管地位置改变一下，都挪到下面来.变成如下地电路结构.这个电路和上面地电路是完全等效地.y6v3ALoS89接下来，我们把这个电路，从A 、B 两点断开，然后在断开地地方接入一个变压器，得到下图：为什么变压器要接在这个地方？因为buck-boost 电路中，电感上承受地双向伏秒积是相等地，不会导致变压器累积偏磁.我们注意到，变压器地初级和基本拓扑中地电感是并联关系，那么可以将变压器地励磁电感和这个电感合二为一.另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯.得到下图：M2ub6vSTnP这就是最典型地隔离flyback 电路了.由于变压器地工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量地角色.故而这个变压器地本质是个耦合电感.采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出地隔离，同时也实现了电压地变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压.0YujCfmUCw由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感.当MOS关断时，漏感和杂散电感中地能量会在MOS 地漏极产生很高地电压尖峰，从而会导致器件地损坏.故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见地就是增加一个RCD 吸收电路.用C来暂存漏感能量，用R 来耗散之.eUts8ZQVRd下面先让我们仿真一下反激flyback 电路地工作过程.在使用耦合电感仿真地时候，我们需要知道saber 中，耦合电感怎么用.简单地办法，就是选择一个理想地线性变压器，然后设置其电感量来仿真.还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真.感兴趣地，可以先看一下这个帖子：sQsAEJkW5TSABER 中耦合电感地运用GMsIasNXkA下图是我们用来仿真地电路图，为了让大家能看到元件参数地设置，我把所有元件地关键参数都显示出来了.还有，因为仿真地需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离地.TIr RGchYzg细心地朋友可能会注意到，变压器地初级电感量是 202uH ，参与耦合地却只有 200uH ，那 么有 2uH 是漏感 .次级是 50uH ，没有漏感 .变压器地电感比是 200 ：50 ，那么意味着变压器 地匝比 N P /N S =2 ：1 7EqZcWLZNX设定瞬态扫描，时间 10ms ，步长 10ns ，看看稳态时地波形吧： 下面先简单叙述其工作原理：t0 时刻， MOS 开通 .变压器初级电流在输入电压地作用下，线性上升，上升速率为Vin/l1.变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止.二极管承受反压为Vin/(N P/N S)+Vout.t1 时刻，MOS 关断. 变压器初级电流被强制关断.我们知道电感电流是不能突变地，而现在MOS 要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS 关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势.根据电磁感应定律，我们知道，这个感应电动势在原理图中是下正上负地.这个感应电动势通过变压器地绕组耦合到次级，由于次级地同名端和初级是反地.所以次级地感应电动势是上正下负.当次级地感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通.初级电感在MOS 开通时储存地能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中.在向输出电容中转移能量地过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout ，那么因为磁芯绕组电压是按匝数地比例关系，所以此时初级侧地电压也被箝位在Vout/(N S/N P)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管地正向导通压降.现在我们引入一个非常重要地概念，反射电压Vf. 反射电压Vf 就是次级绕组在向次级整流后地输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组地匝数比关系反射到初级侧绕组地电压，数值为:Vf=(Vout+Vd)/(N S/N P)，式中，Vd 是二极管地正向导通压降.在本例中，Vout 约为20V ，Vd 约为1V，N P/N S=2 ，那么反射电压约为42V.从波形图上可以证实这一点.那么我们从原理图上可以知道，此时MOS 地承受地电压为Vin+Vf.也有朋友注意到了，在MOS 关断地时候，Vds 地波形显示，MOS 上地电压远超过Vin+V f ！这是怎么回事呢？这是因为，我们地这个例子中，变压器地初级有漏感.漏感地能量是不会通过磁芯耦合到次级地.那么MOS 关断过程中，漏感电流也是不能突变地.漏感地电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲地很高.那么为了避免MOS 被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD 吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉.当然，这个R不仅消耗漏感能量.因为在MO S 关断时，所有绕组都共享磁芯中储存地能量.其实，留意看看，初级配上RCD 吸收电路，和次级整流滤波后带一个电阻负载，电路结构完全是相同地.故而初级侧这时候也像一个输出绕组似地，只不过输出地电压是Vf，那么Vf 也会在RCD 吸收回路地R上产生功率.因此，初级侧地RCD 吸收回路地R 不要取值太小，以避免Vf 在其上消耗过多地能量而降低效率. t3 时刻，MOS 再次开通，开始下一个周期.lzq7IGf02E那么现在有一个问题.在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS 地关断是被强制关断地.在MOS 关断期间，初级电感电流为0，电流是不连续地.那么，是不是我们地这个电路是工作在DCM 状态地呢？非也非也，在flyback 电路中，CCM 和DCM 地判断，不是按照初级电流是否连续来判断地. 而是根据初、次级地电流合成来判断地.只要初、次级电流不同是为零，就是CCM 模式.而如果存在初、次级电流同时为零地状态，就是DCM 模式.介于二者之间地就是CRM 过渡模式.zvpgeqJ1hk所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS 开通时，次级电流还没有降到零.而MOS 开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中地电路是工作在CCM 模式地.N rpoJac3v1我们说过，CCM 模式是能量不完全转移地.也就是说，储存在磁芯中地能量是没有完全释放地.但进入稳态后，每周期MOS 开通时新增储存能量是完全释放到次级地.否则磁芯会饱和地.1nowfTG4KI在上面地电路中， 如果我们增大输出负载地阻值， 降低输出电流， 可以是电路工作模式进入到 DCM 状态 .为了使输出电压保持不变， MOS 地驱动占空比要降低一点 .其他参数保持不变 fjnFLDa5Zo同样，设定瞬态扫描，时间 10ms ，步长 10ns ，看看稳态时地波形吧：t0 时刻，MOS 开通，初级电流线性上升.t1 时刻，MOS 关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量.漏感在MOS 上产生电压尖峰.输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级.这些和CCM 模式时是一样地这一状态维持到t2 时刻结束.t2 时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零.这意味着磁芯中地能量已经完全释放了.那么因为二级管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了.由于此时MOS 地Vds 电压高于输入电压，所以在电压差地作用下，MOS 地结电容和初级电感发生谐振.谐振电流给MOS 地结电容放电.Vds 电压开始下降，经过1/4 之一个谐振周期后又开始上升.由于RCD 箝位电路地存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小.t2 到t3 时刻，变压器是不向输出电容输送能量地.输出完全靠输出地储能电容来维持.t3 时刻，MOS 再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零.所以初级地电流是从零开始上升地.tfnNhnE6e5从CCM 模式和DCM 模式地波形中我们可以看到二者波形地区别：1 ，变压器初级电流，CCM 模式是梯形波，而DCM 模式是三角波.2 ，次级整流管电流波形，CCM 模式是梯形波，DCM 模式是三角波.3，MOS 地Vds 波形，CCM 模式，在下一个周期开通前，Vds 一直维持在Vin+Vf 地平台上.而DCM 模式，在下一个周期开通前，Vds 会从Vin+Vf 这个平台降下来发生阻尼振荡.HbmVN777sL所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM 还是DCM状态.3，反激电源变压器参数设计从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器地设计.其实，反激电源地变压器设计方法有很多种.条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？我地想法是，选择自己熟悉地路，选择自己能理解地设计方法.有地设计方法号称是最简单地，有地设计方法号称是最明了地但我认为，适合你自己地才是最好地.更何况，有些设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾地，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要地变压器，但你理解了吗？你从中学习到了什么？我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器地设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压器，更要能通过设计，配合上面地电路原理，把反激地原理搞透.岳飞不就曾说过：“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心.” 一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了.将来地运用之妙，就存乎一心了.可以根据具体地参数细化优化！V7l4jRB8Hs其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组地解.只不过呢，由于未知数地数量比方程数量多，那么只好人为地指定某些参数地数值.对于一个反激电源而言，需要有输入指标，输出指标.这些参数，有地是客户地要求，也是我们需要达到地设计目标，还有些参数是我们人为选择地.一般来说，我们需要这些参数：83lcPA59W9输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数.对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM ，CCM ，CRM ，BCM ，QR 等.这里要作一个说明：CRM 和BCM 是一种模式，就是磁芯中地能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零地时候，初级侧MOS 管开通，开始进行下一个周期.mZkklkzaaPQR 模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS 结电容进行谐振，MOS 结电容放电到最低值时，MOS 开通，这样可以实现较低地开通损耗.也就是说，QR 模式是地mos 开通时间比CRM 模式还要晚一点.AVktR43bpwCRM/BCM 、QR 模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM 模式范畴内地.而CCM 模式呢，CCM 模式地电源其实也包含着DCM 模式，当按照CCM 模式设计地反激电源工作在轻载或者高输入电压地时候，就会进入DCM 模式.ORjBnOwcEd那么就是说，CRM/BCM ，QR 模式地反激变压器地设计，可以按照某个特定工作点地时候地DCM 模式来计算.那么我们下面地计算就只要考虑DCM 与CCM 两种情况了.2MiJTy0dTT那么我们究竟是选择DCM 还是CCM 模式呢？这个其实没有定论，DCM 地优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题.缺点是，电流峰值大，RMS 值高，线路地铜损和MOS 地导通损耗比较大.而CCM 地优缺点和DCM 刚好反过来.特别是CCM 地反馈，因为存在从DCM 进入CCM 过程，传递函数会发生突变，容易振荡.另外，CCM 模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿.所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论地.只能是“运用之妙，存乎一心”了.随着项目经验地增加，对电路理解地深入，慢慢地，你就能有所认识.gIiSpiue7A还有一个重要地参数，占空比，这个参数既可以人为指定，也可以通过其他数值地确定来限制.那我们先来看看，占空比受那些因素地影响呢？uEh0U1Yfmh还记得我们上面仿真地过程中，引入地一个概念性地参数V f 吗？就是次级反射到初级地电压.如果不记得了，赶快看看上面地帖子复习一下哦.IAg9qLsgBX通常，按照DCM 来设计电源地时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载地情况下，安排工作点处于CRM 状态.而CCM 地最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM 状态，就只和输入输出电压有关系.WwghWvVhPE那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下地最大占空比，我们根据磁通伏秒积地平衡地要求，可以有公式：asfpsfpi4kV in ×D max =V f ×(1-D max )那么：D max =V f/(V in+V f)这就是说V f越大，D max 也就越大.那为了得到较大地工作占空比，V f 能不能取地很大呢？事实上是不行地，我们从前面地分析中知道，MOS 管地承受地电压应力，在理想情况下是V in+V f，当输出一定时V f 也是一定地，而V in 是随着输入电压地变化而变化地.另外，MOS 管地耐压是有限制地.而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量，MOS 地电压裕量可以参考这个帖子里地内容：ooeyYZTjj1【原创】跟我学系列之二，元器件降额使用参考BkeGuInkxI我们看到，MOS 地电压必须保证10% ～20% 地电压裕量.常用地MOS 管耐压有600V ，800V 地，fairchild 地集成单片电源耐压有650V ，800V 地，PI 公司TOP 系列地耐压是700V 地，VIPER22A 地耐压是730V 地等等.PgdO0sRlMo而对于全电压输入地85V~265V AC 输入电源，整流后地直流电压约为100VDC ～370VD C.那么对于600V 地MOS 而言，保留20% 电压裕量，耐压可以用到480V. 最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V 时，V f 取值为480-370=110V. 最大工作占空比出现在最低输入电压处为：3cdXwckm15D max =V f/(V inmin +V f)=110/(100+110)=0.52以此类推650V 地MOS ，耐压用到520V ，V f取520-370=150V ，D max=V f/(V inmin +V f)=150/(100+150)=0.6 h8c52WOngM700V 地MOS ，耐压用到560V ，V f取560-370=190V ，D max=V f/(V inmin +V f)=190/(100+190)=0.66 v4bdyGious800V 地MOS ，耐压用到640V ，V f取640-370=270V ，D max=V f/(V inmin +V f)=270/(100+270)=0.73 J0bm4qMpJ9大地占空比，可以有效降低初级侧地电流有效值，降低初级侧地铜损和MOS 地导通损耗. 但是初级侧地占空比过大，必然导致次级地占空比偏小，那么次级地峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加.另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大.所以，通常建议，最大占空比取在0.5 左右.XVauA9grYP我个人地观点呢，对于DCM 地机器，在最低输入85VAC 电压下，可以考虑取占空比到0. 6 ，那么在110VAC 下，占空比约在0.46 左右.bR9C6TJscw而对于CCM 地模式，建议全范围内占空比不要超过50% ，否则容易出现次谐波振荡.即便如此，在占空比不超过50% 地情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性.pN9LBDdtrd所以，综上所述，占空比地选择，一方面要考虑MOS 地耐压，另一方面还要考虑次级地电流有效值等因素.同时，对于MOS 耐压比较低地情况，比如用600V 地MOS 地时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS 地耐压地压力.因为变压器总是有漏感地，漏感会形成一个尖峰.这个尖峰和漏感以及电流峰值地大小等参数有关.当我们按照百分比来留电压裕量地时候，可能不够.关于这一点，我后面写RCD 吸收电路地时候，还要讨论一下.DJ8T7nHuGT 还有，当电源地功率比较小地时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，那么分布电容也可以小一点了，或者为了合理安排变压器地绕组结构，占空比都是应该适当再调整地.QF81D7bvUA当占空比和反射电压V f 确定后，我们就可以开始着手设计变压器地初级电流波形，进而求出初级地电感量.对于如图所示地两种工作模式，图中所示，是最低输入电压V inmin 时变压器初级电流波形那么可以知道平均电流为：4B7a9QFw9hI avg =(I p1+I p2 )×T onmax /(2 ×T)=(I p1+I p2 )×D max /2假如输出功率是P out ，效率为η，那么P out / η=V inmin ×I avg =V inmin ×(I p1 +I p2 )×D max /2I p1 +I p2 =2 ×P out /(V inmin ×η×D max )对于DCM 模式而言，I p1=0 ，对于CCM 模式而言，有两个未知数，I p1、I p2.那么该怎么办呢？这里有个经验性地选择了.一般选择I p2=2～3×I p1，不要让I p2与I p1过于接近.那样电流地斜率不够，容易产生振荡.ix6iFA8xoX计算出 I p2 与 I p1 后，我们就可以算出变压器初级电感量地值了 . 根据：(V inmin /L p )T onmax =I p2 -I p1 ，可以得到：L p =(V inmin ×D max )/(f s ×(I p2 -I p1 )) ，其中， f s 是开关频率 .下一步，选择磁芯 .磁芯地选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适地磁芯 .但大多数公司地 数据和图表并不完整 .所以，很多时候，我们需要先选择一个合适地磁芯，然后在这个基础 上进行优化 .wt6qbkCyDEAP 法是最常用地用来选择磁芯地一个公式，其中， L 单位为 H ，I p 为峰值电流，单位为 A ，ΔB 是磁感应强度变化量，单位为 T ，K 0 是 窗口利用率，取 0.2～0.4 ，具体要看绕组结构等 .比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果 磁芯是矮型地， 那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了， 这时候， 磁芯地窗口利用率就要 取地低 .而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K 0 就可以取地大一点 .对于铁氧体 磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般 ΔB 应该取值小于 0.3. ΔB 过大，磁芯损 耗大，也容易饱和 .ΔB 过小，磁芯体积会很大 .功率小地电源， ΔB 可以大一点，因为变压器 表面积与体积之比大，散热条件好 .而功率大地电源， ΔB 则应该小一些，因为变压器地表面 积与体积之比小，散热条件变差了 .开关频率高地， ΔB 也要小一点，因为频率高了，磁芯损 耗也会变大 .Kp5zH46zRk根据计算出来地AP 值，我们可以选择到合适地磁芯.有了磁芯，那么就可以计算初级侧地绕组匝数了.其中，L 是初级电感量，单位H，I p是初级峰值电流，单位A，ΔB 是磁感应强度变化量，单位为T，Ae 是磁芯截面积，单位cm 2.Yl4HdOAA61因为我们已经确定了反射电压，V f，已经有了初级匝数，那么次级地匝数就可以计算出来了不过，计算次级匝数地时候，要考虑到次级输出整流二极管地压降，特别是输出电压很低地时候，二极管地压降要占很大地比例.对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V 左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V. 那么，对于常用地次级输出绕组匝数可以按下面地公式计算：ch4PJx4BlIN s=(V out+V D)×N p /V fV out 是次级某绕组输出电压.V D 是输出整流二极管压降.肖特基管取0.8V ，快恢复管取1.0V.次级绕组匝数计算出来有，次级整流二极管地电压应力也就出来了：V DR=V inmax ×N s/N p+V out实际上地二极管耐压要高于这个数值.具体见元件降额使用地那个帖子里地阐述.对于CCM模式地电路，还必须在这个二极管上并联RC 吸收回路，来降低反向恢复造成地电压尖峰和振荡.qd3YfhxCzo绕组线径地选取，首先我们要计算出每个绕组地电流地RMS 值，关于计算电流RMS 值，我记得有个小软件地.可以很方便计算.然后根据每平方毫米5A 地电流密度选择导线.同时，。
行业人士：反激式开关电源变压器的设计方案
行业人士：反激式开关电源变压器的设计方案
反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。
同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。
算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。
下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A的电源，开关频率是
100KHZ。
第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。
可能朋友们不理解什幺是原边感应电压，这要从下面看起。
这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L，这三项分别是原边输入电压，开关开通时间和原边电感量。
在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的I=VOR*toff/L，这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间和电感量。
在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L，上升了的等于下降了的，上式。
单端反激开关电源变压器方案设计书
单端反激开关电源变压器设计开关电源功率变压器的设计方法作者：编辑：admin 发布时间：2006-9-27 QQ群交流:查看群号|医药黄页|资料下载无忧新闻摘要:1开关电源功率变压器的特性功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。
不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使1开关电源功率变压器的特性功率变压器开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。
不过在种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。
图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。
这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。
图中：Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感，也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。
反激变压器设计过程
反激变压器设计过程电源参数根据功率、输入输出的情况，我们选择反激电源拓扑。
反激式变压器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求。
2. 转换效率高,损失小。
3. 变压器匝数比值较小。
4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出。
设计步骤：1、决定电源参数。
2、计算电路参数。
3、选择磁芯材料。
4、选择磁芯的形状和尺寸。
5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。
6、选择绕组线圈线径。
7、计算变压器损耗和温升。
原理图步骤一、确定电源参数：（有些参数为指标给定，有些参数从资料查得）注：电流比例因数：纹波比例，在重载和低收入情况下的纹波电流和实际电流的比例。
步骤二、计算电路参数：最低直流输入电压：Z为损耗分配因数，如果Z=1.0表示所有损耗都在副边，如果Z=0表示所有的损耗都在原边，在这里取Z=0.5表示原副边都存在损耗。
步骤三、选择磁芯材料：铁氧体材料具有电阻率高，高频损耗小的特点，且有多种材料和磁芯规格满足各要求，加之价格较其它材料低廉，是目前在开关电源中应用最为广泛的材料。
同时也有饱和磁感应比较低，材质脆，不耐冲击，温度性能差的缺点。
采用的是用于开关电源变压器及传输高功率器件的MnZn功率铁氧体材料PC40,其初始磁导率为2300±25％，饱和磁通密度为510mT（25℃时）/390mT（100℃时）,居里温度为215℃。
选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
步骤四、选择磁芯的形状和尺寸：高频功率电子电路中离不开磁性材料。
磁性材料主要用于电路中的 变压器、扼流圈(包括谐振电感器)中。
变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的。
磁性材料(Magnetic materials)有个磁饱和问题。
如果磁路饱和，会导致变压器电量传递畸变，使得电感器电感量减小等。
对于电源来说，有效电感量的减小，电源输出纹波将增加， 并且通过开关管的峰值电流将增加。
反激式开关电源变压器设计步骤及公式
反激式开关电源变压器设计步骤及公式(4种计算方法比较)1.确定已知参数: （主要PWM方式）确定已知参数:（主要RCC方式）来自现代高频开关电源实用技术1,确定系统规格输出功率:输入功率: P୧=输入平均电流: Iୟ୴ൌሺౣሻ同左边占空比D୫ୟ୶=୲=0.5 f୫୧୬:25KHz输入直流电压Vୈେ=√2Vୟୡ在了解输出功率后确定所需磁芯A p=A e*A w（cm4）Ae:磁芯中心柱横截面积(cm2)；A w:磁芯窗口面积(cm2)最小AC输入电压:V ACMIN,单位:V最大AC输入电压:V ACMAX,单位:V输入电压频率:f L,50Hz or 60Hz输出电压:V O,最大负载电流:I O输出功率:P O,单位:WIo:Po=Vo*Ioη:0.85P୧ൌP୭η2.峰值电流1T=10000G s输入峰值电流:Iൌכሺౣሻ对于BUCK(降压),推挽,全桥电路K=1.4对于半桥和正激K=2.8对于Boost,BUCK-Boost和反激K=5.5 I୮ൌ2כP୭כTηכV୧୬ሺ୫୧୬ሻכt୭୬A e*A w>כଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cmସ) ；Ae是磁芯截面积（cm2）,Aw是磁芯窗口面积（cm2）；f的单位为Hz，Bm的单位为Gs，取(1500)不大于3000Gs，δ导线电流密度取:2～3A/mmଶ ，K୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1IୋൌP୧V୧୬୫୧୬IൌIୟ୴D୫ୟ୶כ2T୭୬ൌଵD୫ୟ୶(uint:µs)1S=106µsLൌౣכ୍ౌే(µH)3.计算初级电感因所以t୭୬ൌDכTൌଵଶכ若f取25KHz,则t୭୬为20μS选磁芯也可用公式Fosc<50KHz S=1.15*√Po(cmଶሻFosc<60KHz S=0.09*√Po(cmଶሻFosc>=60KHz S=0.075*√Po(cmଶሻNPൌౌכ୍ౌేככ10L P:mH; ΔB:260mT;A e:mm2NsൌሺV୭Vୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶NaൌሺVୟVୟୈሻכሺ1െD୫ୟ୶ሻכNV୧୬୫୧୬כD୫ୟ୶L =ሺౣሻכୈ୍ౌేכ౩ౙ其中L 单位:H f:Hz 电压:V, 电流:A匝比：n=ሺౣሻ=౩౦4. 计算初级匝数初级电感:L ୮ൌሺౣሻכ୲୍౦检验磁芯正规名牌磁性材料的Bm 不得大于3000Gs ，国产杂牌不大于2500Gs 更保险A 值是在磁芯上绕1000匝测得(美国)则N ൌ1000ටౌై此式中L 单位为mH变压器次级圈数：Ns>୬כ୍౦כ౦ୗכౣ*10其中S 为磁芯截面积，Ｂ୫值为3000Gs若A 值是用100匝测得且单位是nH/N ଶ,则N ൌ100ටౌై此式中L 单位为mH,A 单位为mH/N ଶ,在计算时要将A 的值由nH 转换为mH 后再代入式中计算;例如:某A 值为1300 nH/N ଶ, L 值为2.3mH,则A =1300nH/N ଶ=1.3 mH/N ଶ代入中计算得N 为133T 初级匝数为:Np=౩୬B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2 )B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以5. 匝比n=౩ౌ=ሺౣሻ晶体管的基极电流I =୍౦୦ూు6. 次级绕组匝数N ୱ=N *n N ୱଵ=౦כሺାౚሻכሺଵିୈౣ౮ሻሺౣሻכୈౣ౮多路输出时N ୱ୶=ሺ౮ାౚ౮ሻכ౩భభାౚభ其中x 代表几路I ୰୫ୱൌI √27. 原边供电绕组N ୟ=N ୱכ在多路输出时Vo 为主输出电压计算线径（包括初级次级）同左边8. 选择磁芯型号要满足,磁芯中心柱截面积S=0.09*√Po (cm ଶሻ或满足公式A=A ୣכA ୵ൌכଵలଶככ౩כౣכஔכౣכౙ(cm ସ ) ；Ae 是磁芯截面积（cm 2）,Aw 是磁芯窗口面积（cm 2）；f 的单位为Hz ，Bm 的单位为Gs ，取(1500)不大于3000Gs ，δ导线电流密度取:2～3A /mm ଶ ，K ୫窗口填充系数取0.2～0.4，Ｋc 磁芯填充系数，对于铁氧体该值取1做较大瓦数的 Power 。
PR626X(B)设计指导书V1.0
TD _ ON
VDD _ ON RIN C2 ln 1 2 VACMIN I DD _ ST RIN
2
………………………(1.1)
PRIN , MAX
2VACMAX VDD 2 ……………………………(1.2) RIN
DB1 DB1
VAC 90V~264V
VAC 90V~264V
EMI 滤波器
EMI 滤波器
D2
R1
+
C1
+
C1 R2
R1
R2 D1 R4 D1 R4
VDD PR626X (B) GND +
VDD PR626X (B) GND +
C2
C2
a)整流桥前启动
图 1.2 PR626X/PR626XB 启动电路
PR626X/PR626XB 设计指导书
西安展芯微电子技术有限公司
摘要：
本文描述了 PR626X/PR626XB 系列产品的特征 和详细的工作原理，同时介绍了一种使用 PR626X /PR626XB 系列产品的反激式隔离 AC-DC 开关电 源的简单而高效的设计方法。
高效节能：
待机＜100mW@264Vac/50Hz 满足能源之星EPS 2.0版Ⅴ级能效标准
1.功能概述 PR626X/PR626XB 系列产品是用于设计离线式开关电源的高性能电流模式 PWM 功率转换器，内置高 压功率 MOS，适用于 24W 以下级别的 AC-DC 反激拓扑应用。该系列产品具有优化的图腾驱动电路、电流 模式 PWM 控制电路、频率抖动电路，使系统 EMI 测试更容易通过。 为了获得良好的效率和待机功耗，PR626X/PR626XB 可根据系统负载调整工作模式，在重载或中等负 载时，工作在 PWM 模式，工作频率为固定的 65KHz；当负载逐渐减小时，进入 PFM 模式，工作频率逐渐 降低，最低降到 22KHz，以避免进入音频范围。在空载和轻载时，电路工作在 Deep Hiccup Mode，降低 了空载开关损耗，使系统空载功耗轻松做到 100mW 以下。PR626X/PR626XB 具有多重保护，这些保护包 括 VDD 过压保护及箝位 、过载保护、主动短路保护、线电压欠压过压保护(仅 PR626XB)、逐周期峰值电 流限制、VDD 欠压锁定、过温保护等，这些保护为系统的可靠性和安全性做出保障。 由于 PR626X/PR626XB 已经高度集成化，所以使用外围元件比较少。采用 PR626X/PR626XB 可以简 化反激式隔离 AC-DC 开关电源设计，从而使设计者轻松的获得可靠的系统。 为了更好的了解和使用 PR626X/PR626XB， 请参考内部电路方框图 （图 1.1） ， 以获得最优的系统设计。
反激变压器的设计
反激变压器的设计————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:反激变压器的设计//＝==＝＝＝===＝==＝=＝=====＝＝=====＝=====＝====＝=＝=＝==＝＝=＝=＝＝====反激变压器设计最简单的方法ﻫ我自己综合了一下众多高手的方法,自认为是比较简单的方法了!如下: ﻫ１,VDC ｍｉｎ=VAC min * 1.2VDC max＝ＶAC max* 1.42，输出功率Po=Ｐ1+Ｐ2+Ｐn.....．ﻫ上式中P１=(Vo1+Vf)＊I1 、P2 =(Vo2+Vf)*Ｉ2上式中Vo为输出电压,Vf为整流管压降ﻫ3,输入功率Pin=(Po/η）*1.２(此处1.2为输入整流损耗) ﻫ4,输入平均电流:Iav = Pin/VDＣｍiｎﻫ５,初级峰值电流:Ip = 2＊Iaｖ/Dmａx6,初级电感量:Lp=Vdc min *Dmax／(Ip*fs) fs为开关频率ﻫ7,初级匝数:Np=VDC min *Dｍax /(ΔＢ*Ae*fs) ﻫ上式中ΔB推荐取值0.2 Ae为磁芯横截面积,查规格资料可得!８,次级匝数：NS =（Ｖouｔ+Vd)*(1-Dmax)＊Np / Vin mｉn*Ｄｍaｘ至此变压器参数基本完成!另就是线径,可根据具体情况调整!宗旨就是在既定的BＯBINＮ上以合适的线径，绕线平整、饱满！／／/==＝＝=＝==＝======＝=＝=====＝==＝＝=＝==反激式变压器设计原理(FlybacｋTraｎsformer Design Theory)第一节. 概述．反激式(Flｙback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名．离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:2.转换效率高，损失小.１. 电路简单,能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求.ﻫ4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出，目前已可实３. 变压器匝数比值较小. ﻫ现交流输入在8５～2６5V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1．输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制，通常应用于１50W以下．２．转换变压器在电流连续(ＣＣＭ)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.３. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/ DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂．ﻫ第二节. 工作原理ﻫ在图1所示隔离反驰式转换器(The isoｌaｔｅｄｆlybａcｋｃｏnvｅrtｅr)中, 变压器" T"有隔离与扼流之双重作用.因此" T ＂又称为Ｔranｓformeｒ- chｏkｅ.电路的工作原理如下:ﻫ当开关晶体管Tr tｏｎ时，变压器初级Ｎp有电流Iｐ,并将能量储存于其中(E = LｐIｐ/ 2).由于Np与Ｎs极性相反,此时二极管Ｄ反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Ｔr off 时,由楞次定律: (e=-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.ﻫ由图可知，导通时间tｏn的大小将决定Ip、Vｃｅ的幅值：Vｃe ｍax = VIＮ／１－Ｄmａx ﻫVIN:输入直流电压;Ｄmａx: 最大工作周期Ｄmax = toｎ/ Tﻫ由此可知，想要得到低的集电极电压，必须保持低的Dmａx,也就是Ｄｍａx＜0.5,在实际应用中通常取Dmax= 0.４，以限制Vcｅmaｘ≦ 2.２VＩＮ．开关管Ｔｒoｎ时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip =IL /n.因IL = Io，故当Ｉo一定时,匝比n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等ＮpＩp= NｓＩs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Iｃ=Ｉp= 2Po/ (η*VＩN*Dｍax）η: 转换器的效率公式导出如下：输出功率：Ｐｏ= ＬIp２η/ 2T输入电压：VIN = Ldi ／dt设di = Iｐ，且1/ dt = f ／Dmax,则:VIN = LIpｆ/ Dｍaｘ或Ｌｐ= VIＮ*Dmax / Ipf则Pｏ又可表示为: ﻫPo= ηVＩNf DｍａxＩp2/2f Ip= １/2ηＶINDmａｘIp∴Iｐ＝２Pｏ/ηVINDmax上列公式中：ﻫVIN:最小直流输入电压(V）ﻫDmａｘ：最大导通占空比ﻫLｐ: 变压器初级电感(mＨ)ﻫIp ：变压器原边峰值电流(A)f：转换频率(KHZ)//======＝＝===＝==＝==＝=======＝===＝＝===＝=====你看的书就会把你给绕进去．.．绕半天却找不到自己了。
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名称输入单元格判断输出单元格单位说明VACMIN90V最小AC输入电压
VACMAX264V最大AC输入电压
fL60Hz交流电压频率
VO12V直流输出电压
PO12W输出功率
η0.75估计效率PIN16W输入功率
tC3ms桥式整流大额导通时间
CIN33uF输入滤波电容
VDD15V辅助电源
VMIN105V最小DC输入电压
VMAX373V最大DC输入电压
VOR80V反射电压
KP0.8初级电流纹波系数
fS50KHz固定工作频率
VDS10V功率MOSFET导通压降
DMAX0.46最大占空比
IAVG0.15A初级平均电流值
IP0.54A初级峰值电流值
IRMS0.24A初级有效值电流值
LP2mH初级电感量
CoreEI22选择磁芯型号Ae0.42cm^2磁芯横截面积Bm2679nH/T^2最大磁通密度NP96T初级绕组匝数
AL2400
5.变压器初级设计4.初级电流值计算
By:西安展芯微电子技术有限公司应用工程师 王静1.定义Switch Mode Power Supply系统规格参数
2.计算直流输入电压3.计算占空比Lg0.22mm变压器气隙dP0.220.17mm初级线径JP6.31A/mm^2初级电流密度5--10A/mm^2
IO1A输出电流
ISP3.46A次级峰值电流值
ISRMS1.63A次级有效值电流值
IRIPPLE1.29A输出电容纹波电流
n7初级与次级匝比NS15T次级绕组匝数
VD0.5V次级整流管正向导通压降
dS0.40.46mm次级线径m2多线并绕JS6.49A/mm^2次级电流密度5--10A/mm^2VSR71V次级二极管最大反向电压
NAVX19T辅助绕组匝数
VDB0.7V辅助整流管正向导通压降
VBR89V辅助整流管最大反向电压
VOC-TH0.8VSense关断电压
RS1.49Ω选择靠近此值的标称电阻
PSense0.09WSense电阻额定功率
VMAXCLAMP200V
最大箝位电压
ΔV20V箝位电路的电压纹波
LL100uH
变压器初级漏感
RCLAMP62KΩ
箝位电阻
PCLAMP0.59W
箝位电阻消耗的功率
CCLAMP3.07nF
箝位电容
CO2000uF
RC(n)100mΩ
IRIPPLEA
ΔVO(n)V
8.Sense电阻选取9.RCD缓冲电路设计
10.输出电容选择11.反馈环路设计
6.变压器次级设计7.变压器辅助设计ADC22开环直流增益
WZ5000rad/s负载电容ESR零点
fz796Hz负载电容ESR零点频率
WrZ186371rad/s开环系统右半平面零点
frz29662Hz开环系统右半平面零点频率
WP61rad/s单极点
fp10Hz单极点频率
R210KΩ输出下分压电阻
R138KΩ输出上分压电阻
RD0.47KΩ光耦电流调节电阻
Rbias1KΩ提供TL431正常工作电流电阻
CB33nFFB脚电容
CF1nF补偿电容
RF10KΩ补偿电阻
RFB3KΩFB上拉电阻
CTR80%光耦传输比Wzi134379rad/s补偿环路增益
fzi21388Hz
Wzc20834rad/s补偿环路零点
fzc3316Hz补偿环路零点对应频率
Wpc10102rad/s补偿环路极点
fpc1608Hz补偿环路极点对应频率
1621.3357092362.5206883.85638423-56.874003852518.2493584158.643876.89315895-66.447981824014.5549252354.5601569.11507424-73.164256316310.7807158750.611561.39221439-76.57708651006.87329620446.5905953.46388369-77.322118631602.92126478742.4883245.40958099-75.36743149250-0.70842641638.5654937.85706427-70.7563264620
40
60
)
增益@频率400-4.21682720434.3641930.14736203-62.6604031630-7.02520672130.1504123.1252065-51.947248651000-9.03380893625.5614516.52764155-39.877741771600-10.1969320320.4412910.2443575-29.179854442500-10.7197695115.262494.542719904-22.249962834000-10.922900019.896824-1.026075664-18.791748156300-10.909411745.117986-5.791425286-19.1012038510000-10.674863780.659035-10.01582891-23.1244438316000-10.04993269-3.62656-13.67649761-31.1552050125000-8.834529805-7.58415-16.4186833-41.9259310340000-6.667870583-11.7016-18.36950475-54.5669283663000-3.75674982-15.6608-19.41753999-65.50254717100000-0.247318437-19.6795-19.92683446-73.92892531
反馈环路的设计如下： 1. 确定穿越频率fc。对于工作于CCM模式的反激开关电源来说，应将fc设计在低于1/3RHP零点的频率上，以最大限度地减小RHP零点的影响。对于DCM模式，可将fc设定在较高的频率上，因为此时没有RHP零点。 2. 当采用附加LC滤波器时，应将fc设计低于1/3LC滤波器转折频率的地方，因为它会导致-180°的相位差。绝对不要把fc设定得高于LC滤波器的转折频率。如果穿越频率过于靠近转折频率，那么，为抵消后置滤波器的影响。就应当把控制器设计得具有约90°以上的足够相位裕量。
-40-2002010100100010000Gain(dB)
f(Hz)开环增益补偿环路增益闭环系统增益
-180-150-120-90-60-30010100100010000
Phase(degree)
f(Hz)
相位裕度@频率
开环相位裕度补偿环路相位裕度闭环系统相位裕度 3.确定补偿电路的直流增益以抵消fc频率上的控制-输出增益. 4.将补偿电路零点（fzc）设置在fc/3附近。 5.将补偿电路极点（fpc）设置在3fc以上。EC35EC41EC52EC70EE05EE6.3EE8EE10/11EE13EE16EE19EE19/16EE20/20/5EE22EE2329SEE25/19EE25.4EE2825EE30EE30/30/7EE3528EE40EE4133EE42/21/15EE42/21/20EE47/39EE50EE55/55/21EE57/47EE60EE50.3EE62.3/62/6EE65/32/27EF12.6EF16EF20