确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法

确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。

但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。

如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。

近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。

正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。

因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。

但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。

本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。

图1是准谐振反激式变换器的原理图。

其中：L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量，R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。

由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的导通时刻不一样。

图2是工作在断续模式的传统反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波形图。

这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级图1：准谐振反激式变换器原理图。

的折射电压。

由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。

对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。

可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。

实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。

这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。

由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。

设计参数的确定设计反激式变换器，通常需要确定以下参数：f S：变换器的工作频率；I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；V INMIN ：最低直流输入电压； L P ：初级绕组电感量； V OR ：次级到初级的折射电压。

对于工作频率f S 恒定的反激式变换器，以上参数可以通过输入输出指标以及选用的相关元器件等信息来确定，这个过程比较简单。

但是，对于准谐振反激式变换器，上述过程就比较复杂，这是因为在准谐振模式下，工作频率f S 是变化的，f S 变化了，I PMAX 和L P 也就无法确定，整个设计似乎是无从下手，这正是本文所要解决的问题。

首先详细分析一下准谐振反激式变换器的工作周期。

图3是准谐振反激式变换器的MOSFET 的漏极电压在一个工作周期内的波形。

由图可见，准谐振模式的工作周期由三部分组成：T ON 、T OFF 、T W 。

当开关管导通时，初级绕组(感量为LP)有电流流动，这个电流将以斜率V IN /L P 逐渐增大。

当电流达到预定的最大值I P 时，控制器将关断开关管。

因此，开关管的导通时间T ON 可由等式(1)确定：开关管关闭后，存储在变压器中的能量将被传递到次级绕组。

T OFF 代表了次级绕组释放能量的过程，其值可由等式(2)确定：其中，L S ：次级绕组电感量，I PS ：次级绕组峰值电流，V OUT ：输出电压，V DS ：输出整流二极管的压降。

设变压器初次级绕组的匝比为N ，即：则存在以下关系：图2：断续模式的反激式变换器的开关管漏极电压波形。

将(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得：当次级绕组中的能量释放完毕之后，次级绕组将停止导通，初级绕组上的折射电压V OR 也将消失。

由于初级电感量L P 和开关管漏极电容C P 以及电阻构成一个RLC 谐振电路，因此折射电压将按等式(8)变化：其中，a=R P /(2*L P )，是衰减因子，是谐振频率。

由此可得开关管的漏极电压为：观察(9)式可知，当时，V(t)具有最小值。

解方程(10)可得：DS该值就是我们要求的T W ，即：至此就可得出准谐振反激式变换器的一个完整工作周期为：则其工作频率：另外，对于反激式变换器还存在以下的功率传递等式：换器的效率。

式中：P OUT 为输出功率；η为变对(14)式进行整理可得：将 (15)式代入(13)式整理可得：(16)式中，P O 和V IN 是已知量，可由设计要求确定。

效率η的经验值是0.8～0.9，对高电压输出取0.85～0.9，对低电压输出取0.8～0.85。

这样，对于(16)式，要想解出I 的值，还必须确定V 、C 、f P OR P S 三个未知量，下面逐一进行分析。

1.V 是次级到初级的折射电压。

在传统的反激式变换器中，它的取值与开关管的漏极击穿电压V OR DSS 、最大输入直流电压V INMAX 等参数有关。

在准谐振模式下也是如此，稍有不同的是，在准谐振模式下，为了在尽可能大的范围内实现零电压导通，V OR 总是希望取得大一些，因此通常会选用800V 的MOSFET 。

可按(17)式确定V 的大小：OR式中，ΔV 为初级绕组的漏感L与开关管的漏极电容C 形成的尖峰电压，经验取值为0.2V LEAK P DSS ，则(17)式变为：2.CP 是开关管漏极对地的电容，属于谐振电容。

它与初级绕组的漏感L LEAK 形成第一个谐振电路，与初级绕组的电感L P 形成第二个谐竦缏贰５谝桓鲂痴竦缏吩诳　毓芄囟鲜辈夥宓缪梗　虼司龆ㄗ趴　毓苌系淖罡叩缪梗坏诙　鲂痴竦缏肪龆ㄗ徘拔奶岬降腡W 。

C P 的确定可分两种情况，一是开关管的漏极没有额外增加电容，C 图3：准谐振反激式变压器的开关管漏极电压波形。

只包括MOSFET 的漏源极间电容C P OSS 和其它一些分布电容(注：此时电源系统要增加RCD 箝位电路以抑制电压尖峰)。

这种情况下，C 可用C P OSS 来近似地表示。

也许有人会提出，C OSS 会随MOSFET 的漏源极间电压V 的变化而变化，这该如何确定？实际上，不必为此担心，因为只有当V 特别小时，C DS DS OSS 才会有显著的变化。

如果我们取V =25V 时的C DS OSS ，则不会有什么影响(大部分公司的数据手册中给出的C OSS ，大多是在V =25V 的条件下测得的)。

第二种情况是开关管的漏极额外增加了一个电容C DS D ，此时C 包括C P D 以及C OSS 等杂散电容。

C 可由(19)式来确定：P其中，I：初级绕组的峰值电流，L ：初级绕组的漏感。

P LEAK 整理(19)式可得：工程中常取L =0.2*L ，将其代入(20)式可得：LEAK P另外，对(14)式进行整理可得：将(22)式代入(21)式可得(23)式：按照(23)式得出的Cp ，在较大输出功率(例如大于60W)的情况下，计算值可能偏大。

当然，较大的C p 值可以很好地抑制开关管漏极的尖峰电压，但是C p 值过大，会使开关管在导通瞬间流过很大的尖峰电流，这个尖峰电流一方面会增加损耗，另一方面会形成EMI 噪声，严重时甚至会引起控制芯片的误动作，影响系统的正常工作。

图4：MOSFET 的漏源极间电压波形。

在这种情况下，我们应采取折衷的方法，减小C p 的取值(一般可取100pF-2200pF 之间的值)，同时使用RCD 3、f S 是系统的工作频率。

对于准谐振模式，工作频率是变化的，在设计时，应该以最小的工作频率来确定至此，三个未知量V OR 、C p 、f S 都得到了确定，将它们代入(16)式，就可得出I p ，再将I p 代入(15)式，就可得本文小结准谐振反激式变换器的设计具有其自身的特殊性，它的关键参数的确定不但需要理论等式的计算，还需要箝位电路来抑制开关管上的尖峰电压。

这样做既可以减少开关管漏极分布电容的离散性对系统设计的影响，又可以避免产生过大的尖峰电流，同时对抑制开关管上的尖峰电压也有一定的好处。

其它相关参数，因此，f S 在这里亦表示系统最小的工作频率。

它的确定须从两方面考虑，一方面为了采用较小尺寸的变压器，必须提高f ；另一方面为了降低开关损耗以及减少EMI 噪声，f S S 应取得小些。

折衷考虑，通常取f 的范围是25KHz-50KHz 。

S 出L p ，确定了这些关键参数，下一步就可以设计变压器、输入回路、输出回路、反馈电路和保护电路等，这些设计过程与传统的反激式变换器的设计过程相同，这里就不再论述。

实践经验的分析假定，当然也需要结合实际电路的波形对参数进行恰当的调整，只有这样，才能充分发挥准谐振反激式变换器的高效率、低EMI 、小体积以及低成本的优势。

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采用同步整流技术的准谐振反激变换器_钱海

（5）开关模态 5 [t4，t5] 当 uCg 下降到 Uth 时，VSR 关断，iVSR 从 VSR 的寄生二极管流过，VD1，VD2 截止， iLg 仍然增加。
（6）开关模态 6 [t5，t6] t5 时刻，uCg=0，iLg 达到最大值，此后变压器开始磁恢复，Lg 与 Cg 谐振，uCg 反向上升，iLg 下降，VD1，VD2 仍截止。
（2π·姨LpCd ）。
t4 时刻，udsVQ1 到达振荡最低点 Udsmin，由于时间很
采用同步整流技术的准谐振反激变换器
短，e-α（t4-t3）的值近似为 1，此时：
cos2π f r（t4-t3）=-1 Udsmin=Uin-nUo 则延迟时间 tv 为：
（5）
tu=t4-t3=π 姨LpCd
轻载环流，驱动波形无死区，驱动电压不受输入电压
影响，适应于宽范围输入电压条件[6]。图 2 示出了同步
整流管的驱动电路图以及主要工作波形。
（7）开关模态 7 [t6，t7] t6 时刻 uCg 反向上升到 -（N2Uo）/N4，uN4=Uo，VD2 导通，uN4 被箝位在 Uo，变压器的耦合作用使 uCg 保持在-N2Uo/N4，iLg 线性减小。
2 准谐振反激变换器基本工作原理
图 1a 示出准谐振反激变换器基本原理图，电容 Cd 包括开关管 VQ1 的输出电容 Coss，变压器的层间电容以及电路中的其他一些杂散电容；Rp 包括变压器初级绕组的电阻以及线路电阻；VQ2 为整流管。图 1b 示出准谐振变换器的主要工作波形。
（1）开关模态 1 [t0，t1] t0 时刻，VQ1 导通，输入电压 Uin 全部加在初级电感 Lp 上（Lp 包括励磁电感 Lm 和漏感 Llk），初级电流 ip 线性增加。开关管的开通时间为：

准谐振反激变换器为LED路灯照明的解决方案

准谐振反激变换器为LED路灯照明的解决方案比传统光源，LED具有高效率、使用寿命长的特点。

因此成为了降低室内外能源消耗的照明首选。

对于路灯照明而言更是如此。

谐振变换器能够提高电源效率，是最受欢迎的电源供应拓扑之一。

LLC谐振变换器因提高大功率转换效率和副边整流管的低压应力而引发关注。

然而，复杂的设计和高制作成本使得LLC谐振变换器难以快速投入市场。

LLC还面临一个问题，那就是它是大型的环形电流，需要使用零电压开关电源。

LLC谐振变换器在轻载时会造成相对高功率的损耗。

当MOSFET的二极管性能不佳时，LLC谐振变换器会出现很多潜在的故障和问题。

双管反激变换器旨在解决LLC谐振变换器出现的问题，作为替代方案。

由于在高侧加了一个开关，再利用泄漏电感能量到输入电流，以此提高效率。

无缓冲电路和损耗。

双管反激拓扑适用于120W的开关电源供应。

下面将呈现设计规格和测试结果的细节。

双开关准谐振反激拓扑双开关准谐振反激拓扑实际上是降低钳位电路的损耗。

此外，FL6300A的准谐振工作模式降低开关损耗和保证高效率。

图1是所提出的双开关准谐振反激变换器的简要图解。

FL7930B是有源功率因数校正(PFC)控制器，FL6300A是照明用准谐振模式电流模式PWM控制器。

FAN7382可对两个高侧和低侧MOSFETs进行驱动。

新型600V385欧姆超结、D-PAK封装的MOSFET应用于PFC开关和反激开关中。

传统的单级开关反激变换器使用RCD钳形电路，将泄漏电感能量转为热损耗。

双开关准谐振反激拓再利用泄漏电感能量到输入电流，将MOSFET的最高电压钳进输入电压。

限制MOSFET的最高电压，钳入输入电压有利于可靠性。

在单级开关反激变换器中，很难控制MOSFET的。

设计反激变换器相关参数

设计反激变换器相关参数1.引言1.1 概述在撰写本文中，我将探讨设计反激变换器相关参数的重要性及其相关原理。

设计反激变换器参数是实现高效能和可靠性的关键因素之一。

反激变换器是一种常见的电源电路，用于将直流电压转换为交流电压或调节电压。

它由一个输入电源、一个变压器、一个开关器件（如功率MOSFET），以及一个输出滤波电路组成。

通过控制开关器件的开关状态和占空比，反激变换器能够实现输入电压到输出电压的转换。

在设计反激变换器时，需要考虑多个参数，包括输入电压范围、输出电压、输出电流、开关频率、变压器参数等。

这些参数的选择和设置将直接影响到反激变换器的性能和效率。

首先，输入电压范围是指反激变换器能够正常工作的电压范围。

在设计过程中，需要确保输入电压在此范围内，以保证反激变换器能够正常工作并提供稳定的输出电压。

其次，输出电压是反激变换器设计中的一个重要参数。

根据应用的需求，需要选择合适的输出电压数值。

此外，需要考虑输出电压的稳定性和精度，以及在负载变化时的响应能力。

输出电流是指反激变换器能够提供的最大负载电流。

在设计过程中，需要根据应用的需求和负载的特性来选择合适的输出电流数值，以保证反激变换器的正常工作。

开关频率是指反激变换器中开关器件的开关频率。

开关频率的选择需要综合考虑多个因素，包括开关器件的特性、电磁干扰的问题以及效率的要求。

最后，变压器是反激变换器中的一个关键部件。

在设计过程中，需要选择合适的变压器参数，包括变比和电感值，以满足输出电压和电流的要求。

总之，设计反激变换器相关参数是确保反激变换器正常运行和提供稳定输出的关键步骤。

通过合理选择和设置这些参数，可以实现高效能和可靠性的反激变换器设计。

在接下来的章节中，我们将更详细地讨论这些参数及其重要性。

1.2 文章结构文章结构：本文主要分为引言、正文和结论三个部分。

引言部分包括概述、文章结构和目的三个小节。

在概述部分，将简要介绍反激变换器的概念和应用背景，以引起读者的兴趣。

准谐振式反激式开关电源IRIS4015原理及设计要点

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图１Ｉ０５ＩＲ１内部原理框图Ｓ４ＩＩ０５可以ＲＳ１４工作在准谐振模式下，该模式下频率可变，在轻载和高电源电压下达最大。ＲＳ０５ＩＩ１４具有各种保护电路如：温度补偿的逐个脉冲过电流保护（Ｃ）过电ＯＰ压锁定保护（Ｖ）热关闭电ＴＤ；、ＯＰ、路（Ｓ）启动电流最大不超过１０Ａ有源低通滤波器可使轻载时稳定０ｕ，度提高；内置温度补偿基准电压；具有可调门驱动；并且可以通过外部元件调整开关速度用于ＥＩＭ控制。２１Ｉ４１工作原理如下：．ＲＳ０５ＩＩＩ０５启动Ｚ作方式Ｕ３４相似，ＲＳ１的４Ｃ８２不再赘述。注意：启动电ｓ阻Ｒ和启动电Ｃ的容Ｚ取值范围如
下：
Ｃ；ｕ１０Ｆ：２Ｆ一０ｕ２
－７３５－
一一一遗．＆－经＊Ａ一一一ｘｌ艺Ａｆ－ｋｔｉ竺｝
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８Ｋ。一５Ｋ输入电压２０１０Ｓ（２２２伏）
ＯＮｉｔＣａｔｌＷｄｈｎｒａ
图４次级电压控制对脉冲宽度的影响２３准谐振工作方式的分析．准谐振方式是在ＶＳＤ最小情况下的清况下，由初级线圈电感和一个缓冲电容器提供一个控制ＭＳＥＯＦＴ开通的谐振信号，以降低开关损耗。在这种工作模式下的ＯＰＢ将高于Ｖ（）４Ｖ最大６）Ｃ／Ｆｔ２＝．ｈ１５Ｖ，当这个电压维持在Ｖ（）以上时，ＯＦＴｍ１ＭＳＥ保持关断状态（注意：准谐振信号最小持续时ｆｕ）此，７Ｉ。因ｓ准谐振模式下的谐振频率的一半周期用来使ＭＳＥＯＦＴ导通。漏极和源极之间的谐振电容Ｃ与变压器初级３电感形成谐振电路，在控制绕组Ｄ与ＯＰＢ端加一个由Ｃ，Ｃ／Ｆ３马、，Ｒ组成的延迟电路产生准谐振信号，在ＭＳＥ截止时控制比较器２ＯＦＴ并触发准谐振方式。

反激变换器仿真参数设计

反激变换器变压器的仿真参数设计一、临界电感的公式推导S is T s图1 反激变换器开关管电流波形D is T s图2 反激变换器二极管电流波形i s T s DT图3 反激变换器励磁电感电流波形由图1，根据电感电流公式，得临界连续导电模式开关管电流峰值I L1：s L1L1i i s 01r 1r11()DT I U dt I U DT L L =⇒=⎰ （1）由图2，根据变压器匝比关系，得临界连续导电模式二极管电流峰值I L2：L2L1i s 1r1=n n I I U DT L = （2）由图2，根据高数知识，得临界连续导电模式二极管电流平均值I Dr ：Dr L2s i s s 1r111(1)n (1)22I I D T U D D T T L =⋅⋅-=- （3）由反激变换器输出电流平均值等于二极管电流平均值的结论，得临界连续导电模式输出电流平均值I or ：or Dr i s 1r1n (1)2I I U D D T L ==- （4）而临界连续导电模式输出电流平均值I or ：o orU I R= （5）将（5）式代入（4）式得： 1ro i s 1n (1)2U U D D T R L =- （6）化简得：1r i s o1n (1)2R L U D D T U =- （7）由连续导电模式输出电压表达式： o i 1n (1)U D U D =- （8）得到占空比表达式D ：o i o n n U D U U =+ （9）二、临界电感的值已知：o i s R 2.5, 10V, =100V, =10us U U T =Ω=，为方便计算，取n=4。

代入（10）式得：1r 102uH L =三、断续导电模式占空比的确定断续导电模式输出电压表达式：o 2i 21 = n SU L K U RT =其中（11）用L 1替换L 2，并由上式得占空比D ：取励磁电感150uH<102uH L =，保证变换器工作在断续导电模式，此时对应的占空比D 的值：1/5D =。

准谐振反激式开关电源设计

准谐振反激式开关电源设计作者：李惺靳丽钱跃国李向锋来源：《现代电子技术》2013年第21期摘要：设计了一种基于UCC28600控制器的准谐振反激式开关电源电路，分析了准谐振反激式开关电源的工作原理及实现方式，给出了电路及参数设计和选择过程，以及实际工作开关波形。

实验证明，准谐振反激式开关电源具有输入电压范围宽、转换效率高、低EMI、工作稳定可靠的特点。

准谐振技术降低了MOSFET的开关损耗，提高产品可靠性。

此外，更软的开关改善了电源的EMI特性，允许设计人员减少滤波器的数目，降低了产品成本。

关键词：准谐振；反激； CRM； DCM； FFM； UCC28600中图分类号： TN710⁃34 文献标识码： A 文章编号： 1004⁃373X（2013）21⁃0148⁃04准谐振转换是十分成熟的技术，广泛用于消费产品的电源设计中。

新型的绿色电源系列控制器实现低至150 mW的典型超低待机功耗。

本文将阐述准谐振反激式转换器是如何提高电源效率以及如何用UCC28600设计准谐振电源。

1 常规的硬开关反激电路图1所示为常规的硬开关反激式转换器电路。

这种不连续模式反激式转换器（DCM）一个工作周期分为三个工作区间：（[t0～][t1]）为变压器向负载提供能量阶段，此时输出二极管导通，变压器初级的电流通过Np：Ns的耦合流向输出负载，逐渐减小；MOSFET电压由三部分叠加而成：输入直流电压[VDC、]输出反射电压[VFB、]漏感电压[VLK。

]到[t1]时刻，输出二极管电流减小到0，此时变压器的初级电感和和寄生电容构成一个弱阻尼的谐振电路，周期为2π[LC]。

在停滞区间（[t1～][t2]），寄生电容上的电压会随振荡而变化，但始终具有相当大的数值。

当下一个周期[t2]节点，MOSFET 导通时间开始时，寄生电容（[COSS]和[CW]）上电荷会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。

由于这个电流出现时MOSFET存在一个很大的电压，该电流尖峰因此会做成开关损耗。

准谐振单端反激式变换器的分析和设计

收稿日期：２０１３－０３ — ２０
求小体积、高效率，因此选择准谐振拓扑，可以降低损耗，提高效率，提高开关频率，减小电源体积。
—
１０
第１６卷
第７期
奄涤艘舷阖
ＰＯＷＥＲＳＵＰＰＬＹＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳＡＮＤＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ
图７中ＣＨ１监测开关管驱动波形．ＣＨ２监测开关管漏源两端电压波形，可以看出，开关管在开通
一
次侧线圈匝数为
＝
、／＝ａｖ／９３ｏ６ｎＨｉｘＨ／２１Ｊ２匝（取２１匝）（９）前漏源电压降为零。使其开通损耗大大减小，达到
ＧＡＯＹｕ— ｂｏ，ＸＩＥＺｈａｎｇ－ｇｕｉ
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｔｅｒｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｆｏｒｔｈｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｏｆｉｆｌａｍｅｎｔａｎｄ
电电源的准谐振单端反激式变换器。行波管灯丝、
调制器电源功率需求不大．但要求多路输出，且交叉调整率好，故而选择单端反激式变换器：对于星
载、弹载的行波管放大器ห้องสมุดไป่ตู้灯丝、调制器电源而言，要
展。行波管放大器的电源设计要求也逐步提高，要求小体积、高效率、高可靠性等。本文详细分析了可作为行波管灯丝、调制器供

基于NCP1380的准谐振反激变换器四点平均效率改善研究

Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＡｄｅｓｉｇｎｏｆＱｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎＰＷＭｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒＮＣＰ１３８０ｉｓｇｉｖｅｎ．Ｔｏｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｆｏｕｒ
Ｊ１ＮＲｕｏ — ｙｕ，ＰＡＮＹｏｎｇ — ｘｉｏｎｇ，ＮＩＵＣｈｕｎ — ｙｕａｎ，ＬＩＵＨｏｎｇ — ｆｅｙｓｉｃｓａｎｄＯｐｔｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＳｃｈｏｏｌ，ＧｕｎｇａｄｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｇｕａｎｇｚｈｏｕ５１０００６，Ｃｈｉｎａ）
研究
金若愚，潘永雄，牛春远，刘鸿飞，李楠
（广东工业大学物理与光电工程学院，广东广州５１０００６）摘要：提出了一种基于ＮＣＰ１３８０脉冲宽度（ＰＷＭ）控制器的准谐振反激变换器设计方案，该方案的脉冲宽度控制器通过使用谷值检测与锁定技术、压控振荡技术达到改善准谐振反激变换器四点平均效率的目的。本文在分析了准谐
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｉｍｐｒｏｖｅｄｓｉｇｎｉｉｆｃａｎｔｌｙ，ｐｒｏｖｅｔｈａｔｔｈｅｓｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓａｒｅｆｅａｓｉｂｌｅａｎｄｅｆｆｅｃｔｉｖｅ．

准谐振Flyback变换器分析与设计

电气传动2024年第54卷第1期ELECTRIC DRIVE 2024Vol.54No.1摘要：设计了一台65W 输出的准谐振反激变换器（QR -Flyback ）。

分析了QR -Flyback 的谷底开通原理与开关损耗减小机制，对比了系统在不同工况下的频率特点与损耗特征，总结了变频控制的优势与不足。

结合NCP1380控制器的跳频控制功能，对系统各部分的硬件电路参数进行详细设计，有效提升了整机效率。

最后，通过仿真和实验验证了理论分析与参数设计的可行性。

关键词：准谐振反激变换器；谷底开通；跳频控制中图分类号：TM923文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd24545Analysis and Design of Quasi -resonant Flyback Converter WU Qing ，AN Shaoliang ，XU Yixuan ，DONG Songsong（School of Electrical Engineering ，Xi'an University of Technology ，Xi ’an 710000，Shaanxi ，China ）Abstract:A quasi-resonant Flyback （QR-Flyback ）converter with 65W output was designed.The valley switching principle and the switching loss reduction mechanism of QR-Flyback were analyzed ，the frequency and loss characteristics of the system under different working conditions were compared ，and the advantages and disadvantages of frequency conversion control were bined with the frequency hopping control function of the NCP1380controller ，the hardware circuit parameters of each part of the system were designed and the efficiency of the system was effectively improved.Finally ，the feasibility of theoretical analysis and parameter design were verified by simulation and experiment.Key words:quasi-resonant Flyback （QR-Flyback ）；valley switching ；frequency hopping control作者简介：吴庆（1999—），女，硕士研究生，Email ：*****************准谐振Flyback 变换器分析与设计吴庆，安少亮，徐义轩，董松松（西安理工大学电气工程学院，陕西西安710000）随着移动互联网的普及，各种电子设备层出不穷，其供电电源的需求也在不断上升，而反激变换器（Flyback ）因其结构简单且可提供电气隔离的特点，在此类小功率场合获得了广泛应用。