CR6848
6脚电源IC资料及代换
荆州市胡振华资料----- 6PIN电源芯片的功能引脚及代换注意事项2013年1月6日LD7535,CR6848,CR6850,CR6853,OB2263,OB2262,SG6848,GR8836,NE1102可以完美代换RS2051可以和OB2263做代换,功率做到60W.RS2030和ACT30做代换代换总结：所有6脚IC引脚都是一样的功能，在代换的时候检查3脚是否有接电路，如果没，在3脚对地接一只100K电阻，用OB2263代换，电路即可工作。
特别注意如果在3脚没有外围电路的情况下用OB2263代换会引起炸机，如果忘记这点你就悲剧了，重来吧。
典型应用电路53 6 2 1 44321TOP MARK YYWWPP567 8 pp231 65 4 YW P 36引脚功能DIP-8 (TOP VIEW)SOT-26 (TOP VIEW)OUTVCCCSGND COMP OTPPin DescriptionsPIN SOT-26 PIN DIP-8名称功能18GNDGround27COMPVoltage feedback pin (same as the COMP pin in UC384X). Connect a photo-coupler to close the control loop and achieve the regulation.35OTPPull this pin below 0.95V to shutdown the controller into latch mode until the ACresume power-on. Connecting this pin to ground with NTC will achieve OTP protection. Keep this pin float to disable the latch protection.4 4 CS Current sense pin, connect it to sense the MOSFET current5 2 VCC Supply voltage pin61OUTGate drive output to drive the external MOSFETO U TG N DC O M PN CV C CN CO T PC S芯片内部方框图Fig. 15Fig. 17A pull-high resistor is embedded internally and can be eliminated externally.A 230nS leading-edge blanking (LEB) time is included in the input of CS pin to prevent the false-trigger from the current spike. In the low power application, if the total pulse width of the turn-on spikes is less than 230nS and the negative spike on the CS pin below -0.3V, the R-C filter is free to eliminate. (As shown in Fig.16).However, the total pulse width of the turn-on spike is determined according to output power, circuit design and PCB layout. It is strongly recommended to adopt a smaller R-C filter (as shown in Fig. 17) for larger power application to avoid the CS pin being damaged by the negative turn-on spike.Output Stage and Maximum Duty-CycleAn output stage of a CMOS buffer, with typical 300mA driving capability, is incorporated to drive a power MOSFET directly. And the maximum duty-cycle of LD7536 is limited to 75% to avoid the transformer saturation.Voltage Feedback LoopThe voltage feedback signal is provided from the TL431 at the secondary side through the photo-coupler to the COMP pin of the LD7536. Similar to UC3842, the LD7536 would carry a diode voltage offset at the stage to feed the voltage divider at the ratio of RA and RB, that is,Fig. 16V -(PWM COMPARATOR ) =RBRA + RB⨯ (V COMP - V F )C5F1 3.15A/250V LL1 120uH L2 22mH330P/1206 R3R12.2MEG/1206R22.2MEG/1206NCX1 0.22uFBR1KBP206C4 82uF/400VR9 51K/1206 C6NC102pF/1206 R10T1ARM8C151R/1206D5 20120C7 470uF/25VC8470uF/25VC10 104P/080519V / 2.1A+VoR5620K/1206D1R6620K/120651k/1206R11 22R/1206D2 PR1007U1AR32DZ2/6.8VZENER1 RTNR40/0805 GS1002FLSMDR31330/08055.6k/0805T1BC11 4.7u/50VC12104P/08052 COMP5 VCCOUT 6R12B 10R/0805D6 D4148R12Q12SK3562IC432R251K/0805R29 4.3k/0805C16 R2862K/0805R30 /0805PC817B3.3nF/0805 LD7536CS 4200R/0805C13 3 OTPGNDR13100R/0805 C13 1 100P/0805C14100PF/0805R16A R16 1.4/1206 R16B 1.4/1206CY1 1.4/1206102P473p/0805 --- 40W (19V /2.1A )典型电源适配器电路图。
cr6848用啥类型代换
cr6848用啥类型代换
CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM操控芯片，CR6848适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。
CR6848芯片能够经过外接电阻改动PWM的作业频率；CR6848在轻载和无负载状况下，CR6848芯片主动进入PFM作业办法，能够有用地减小电源模块的待机功耗，抵达绿色节能的意图。
CR6848具有很低的主张电流，一个1.5M欧姆的主张电阻能够选用。
为了跋涉体系的安稳性和避免次谐波振动，芯片内部集成了同步斜坡抵偿电路；而梯形功率束缚电路能够有用地减小因为体系延时而带来的输出功率改动，下降外围变压器和功率管损坏的或许性。
关于功率管翻转引进的开关噪声，经过芯片内部集成的前沿消隐电路能够有用的滤除，联络内部的过压维护和过流维护，大大地跋涉电源模块的牢靠性。
别的，输出驱动的高电平被钳位在16.6V以下，确保较高VCC时，外部功率管不会因栅击穿而损坏；驱动死区时刻的引进减小了驱动时的贯穿电流，而内部软驱动电路则大大下降了功率管的开关噪声。
只能用原装类型集成电路代换。
1。
液晶电源IC的代换资料 2
格式如下好了"
液晶品牌与型号 电源管理芯片型号与封装 可代换型号
qBENQ 71G+ 1200AP40 直插 1200AP10 1200AP60
AOC 712SI EA1532A贴片
三星型号忘记 DM0565R
203D6 NCP1203D60R2 NCP1203D60R2G和DAP8A 直接代换
DAP02ALSZ与SG6841S可以互换
1200AP40和1200AP60直接代换
P5S0765和DP104、DP704直接代换
DP804和DP904直接代换
2S0680和2S0880直接代换
美格WB9D7575PS5
清华同方 XP911WD7575PS
联想LXM -WL19AH LXM-WL19BH D7575PS(早期有的用：NCP1203D6)
联想LXM-17CH:1203D6
方正17寸：1203D6与LD7575PS
方正19寸：LD7575PS
BenQ: FP94VW FP73G FP71G+S FP71G+G FP71GX等都是用：1200AP40
TEA1507和TEA1533直接代换
LD7535兼容 SG6848 (6849) / SG5701 / SG5848 /LD7535 (7550) / OB2262 (2263) / OB2278（2279）RS2051
LD7575和NCP1203、NCP1200 OB2268 SG5841 LD7552 OB2269 OB2268 RS20429
CR6850兼容SG6848/6849/5701/5848,OB2262/2263,LD7550/7535.
电源IC的代换资料
电源IC的代换资料ＤＡＰ８Ａ＼ＤＡＰ７Ａ＼ＬＤ７５７５＼２０３Ｄ６\２０３Ｘ６\２００Ｄ６可以直接代换,203d6是16v工作电压，而7575是30v ,代用要改启动电阻，可以用1200AP40直接代用MOB2268，OB2269，DAP02，SG6841，SG5841ＤＡＰ０２＼ＳＧ５８４１＼２Ｇ６８４１可以直接代换１２００ＡＰ４０＼１２００ＡＰ６０＼１２０３Ｐ６０\１２０３ＡＰ１０可以直接代换ＤＭ０４６５＼ＣＭ０５６５＼ＤＭ０５６５代换{要改电路}ＴＯＰ２４６Ｙ＼ＴＯＰ２４７Ｙ可以直接代换。
大家来整理一个液晶电源的电源管理芯片集吧"格式如下好了"液晶品牌与型号电源管理芯片型号与封装可代换型号BENQ 71G+ 1200AP40 直插1200AP10 1200AP60YAOC 712SI EA1532A贴片三星型号忘记DM0565R'优派型号忘记TOP245YN2LG型号忘记FAN7601飞利浦170s6 dap02alsz 贴片LG型号忘记FAN7601 可以用LAF0001代飞利浦170s6 dap02alsz=sg6841美格WB9D7575PS清华同方XP911WD7575PS联想LXM -WL19AH LXM-WL19BH D7575PS(早期有的用：NCP1203D6联想LXM-17CH:1203D62方正17寸：1203D6与LD7575PS方正19寸：LD7575PSBenQ: FP94VW FP73G FP71G+S FP71G+G FP71GX等都是用：1200AP40LG 22(南京同创）：LAF001与STR W6252 。
LG 19寸：LAF001联想L193(福建-捷联代工）：NCP1203D6PHILIPS 170S5FAN7601)PHILIPS 15寸(老产品）：（FAN7601)LG型号忘记FAN7601 可以用LAF0001代其他我知道的常用型号有SG6841DZ 贴片很多机器上用到ZSG5841SZ 贴片用SG6841DZ可以代用，DAP8A 与203D6可代用还有LD7575可用203D6代用，只是1脚的对地电阻不同，LD7575是100K,203D6是24.1K,LP7552可用SG6841代用i203D6 NCP1203D60R2 NCP1203D60R2G和DAP8A 直接代换rDAP02ALSZ与SG6841S可以互换U1200AP40和1200AP60直接代换5S0765和DP104、DP704直接代换DP804和DP904直接代换Q2S0680和2S0880直接代换TEA1507和TEA1533直接代换LD7535兼容SG6848 (6849) / SG5701 / SG5848 /LD7535 (7550) / OB2262 (2263) / OB2278（2279）RS2051)LD7575和NCP1203、NCP1200 OB2268 SG5841 LD7552 OB2269 OB2268 RS2042.CR6853兼容OB2263,UCR6201兼容THX201，TFC718；CR6203兼容THX203，TFC718SCR6848兼容SG6848/6849/5701/5848,OB2262/2263,LD7550/7535.CR6842兼容SG6841/6842,OB2268/2269/2278/2279,LD7552CR6860兼容ACT30,CR6853兼容OB2263,CR6201兼容THX201,TFC718;CR6202兼容THX202,TFC719;CR6203兼容THX203,TFC718S.CR6848兼容SG6848/6849/5701/5848,OB2262/2263,LD7550/7535.CR6850(兼容SG6848/6849/5701/5848,OB2262/2263,LD7550/7535.CR6851(兼容SG6848/6849/5701/5848,OB2262/2263,LD7550/7535.CR6842(兼容SG6841/6842,OB2268/2269/2278/2279,LD7552.。
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理绿色节能PWM控制器CR68XXCR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL:电话/传真：-218电邮:；MSN:概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。
特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制软驱动2000V的ESD保护过载保护过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。
兼容型号：SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。
原生产厂家现货热销！-218，。
CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。
绿色节能PWM控制器AC-DC产品型号功能描述封装形式兼容型号CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848节能PWM控制器LD7535/LD7550OB2262/OB2263CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550SOP-8OB2262/OB2263CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755OB2262/OB2263CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552绿色节能PWM控制器SOP-8 OB2268/OB2269CR5842 具有频率抖动的多保护功能DIP-8大功率绿色节能PWM控制器SOP-8CR6505 半桥ATX电源PWM控制器DIP-16 兼容WT7514，AT2005CR6515 半桥ATX电源PWM控制器+TL431 DIP-20 兼容SG6105CR6561 有源PFC控制器DIP-8、SOP-8(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = Lp Ip/ 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vcemax = VIN/ 1-DmaxVIN : 输入直流电压 ; Dmax: 最大工作周期Dmax = ton/ T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax ,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取D max = 0.4,以限制Vcemax≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL/ n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:I c = I p = 2P o / (η*V IN公式导出如下:输出功率: Po = LIp2输入电压: V IN = L di / dtV IN = LI p f / D max或则Po又可表示为:P o= ηV IN f D max I p2 / 2f I p∴I p = 2P o/ ηV IN D上列公式中 :VIN:Dmax:Lp:Ip:f : 转换频率电流,反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff 末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在t on时的变化必须等于在"t off"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton/ Np= Vs*toff/ Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp 相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax , Imin——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的 B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC ,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax 而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax 和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 V DC0.1Aη≧0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高21mm.CASE Surface Temperature ≦78℃.Note : Constant V oltage & Current Design (CR6848，CR6850)Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下:μi = 2400 ±25% Pvc = 300KW / m2@100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.以确定 size1> 求core APA P= A W*Ae=(P t*104)/(2ΔB*f s*J*K u)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即: I OB = 80%*I o(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [V IN(min) / (V o + V f)] * [D max / (1-D max)] V IN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK D max:D max = n (V o +V f) / [V INmin + n (V o + V f)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔI SB = 2I OB / (1-D max) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感Ls 及原边电感LpLs = (V o + V f)(1-D max) * Ts / ΔI SB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHL p = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值. Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispI o(max) = (2ΔIs + ΔI SB) * (1- D max) / 2 ΔIs = I o(max) / (1-D max) - (ΔI SB / 2 )ΔIsp = ΔI SB +ΔIs = I o(max) / (1-D max) + (ΔI SB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔI pp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (V o + V f) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴Nvcc = (Vcc + V f) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 计算AIR GAPlg = N p2*μo*A e / L p = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> d wpA wp = Ip rms / J Ip rms = Po / η/ V IN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AA wp = 0.676 / 4 J取4A / mm2or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> d wsAws = I o / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之A w= 0.126mm2, 則0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dw vcc Aw vcc = I v / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J 之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*r p*π(1/2dwp)2 + Ns*r s*π(1/2dws)2 + N vcc*r v*π(1/2dwv)20.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1>求出各绕组之线长.2>求出各绕组之RDC和Rac @100℃3>求各绕组之损耗功率4>加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如: Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则I NP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts则I NS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則I Nvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知: Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE R DC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE R DC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃R@100℃= 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流: Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A求原边各电流值 :∵Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流: Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流: Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边: RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRp ac = 1.6R PDC = 0.557Ω副边: R SDC = ( l NS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6R SDC = 0.0243ΩVcc绕组: RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损: PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损: Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损: P PDC = I rms2R PDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損: P pac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗: Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损P Fe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3P Fe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W3>Ptotal = Pcu + P Fe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W4>估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :。
液晶电源管理芯片代换大全
MP2104 OCP2150-LTC3406/直接代换
AT1366/MP2104 直接代换
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MP2104 OCP2160-LTC3407直接代换
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1200AP40 1200AP60、1203P60
200D6、203D6 DAP8A 可互代
203D6/1203P6 DAP8A
2S0680 2S0880
3S0680 3S0880
5S0765 DP104、DP704
8S0765C DP704加24V的稳压二极管
ACT4060 ZA3020LV/MP1410/MP9141
电源IC(ZSTR-G5643D G5653D G8653D 直接代换
203D6/1203P6和DAP8A 直接代换 DM0465R。DM0565R用cm0565r代换成功 （取掉4脚的稳压二极管）
LD7575PS 可用203D6代（没试过，只是1脚的对地电阻不同，改了就可了）
LD7552可用SG6841代（不过要改4脚电阻,)
STR G5653直接用STR G8656代换 试验成功！
. FSCQ1565>1265>0765>0565
FS5Q1565>1265>0765>0565
5Q系列供电为20V,CQ系列供电为18V,5Q代换CQ系列时需拆除那个稳压二极管，短接10欧姆电阻！
STRG8656>8654>5653
OCP2160 LTC3407
OCP2576 LM2576
开关电源芯片HT2263、2269的基本运用(1)
设备，电子产品，照明产品等等，目前在中国市 场上做得最多的是照明产品，包括节能灯(CFL， 灯具(RLF)，交通信号灯和出口指示灯。 目前全球计有七个国家参与美国环保署推动 的能源之星计划，分别为美国、加拿大、日本、 台湾、澳洲、新西兰、欧盟。
对于小型开关电源的标准如下：
Foxit PDF Document
二、 开关电源的概念 开关电源就是用通过电路控制开关管进行 高速的导通与截止．将直流电转换为高频率的交 流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的 一组或多组电压的电源。 1、开关电源主要有以下特点： （1）.体积小、重量轻：由于没有工频变压器， 所以体积和重量只有线性电源的20～30%。 （2）.功耗小、效率高：功率晶体管工作在开关 状态，所以晶体管上的功耗小，转 化效率高， 一般为60～70%，而线性电电源只有30～40%。
五、我们公司的AC-DC产品
产品型号 SP3706 SP3842 SP3843 SP7500 TL494 VIPER22A HT202 HT203 HT2262 HT2263 HT2268 HT2269 功能 PWM PWM PWM PWM PWM PWM+MOSFET PWM+三级管 PWM+三级管 PWM PWM PWM PWM Vin(AC) 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V 85-264V Vdd 4.8-5.3V 10－30V 10-30V 7-40V 7-40V 9-38V 4.8-9V 4.8-10V 11-30V 11-30V 12-23V 12-23V 启动电流 70uA 0.5mA 0.5mA 1mA 2.4mA 2.4mA 3uA 3uA 6.5uA 6.5uA 输出最大电 振荡频率 流/功率 10W 1A 1A 200mA 200mA 20W 5W 18W 30W 30W 100W 100W Adaptive 500KHz 500KHz 300KHz 300KHz 60KHz 66KHz 66KHz 65KHz 65KHz 65KHz 65KHz 封装 SOIC-8 SOIC-8 DIP8 SOIC-8 DIP8 SOIC-16 DIP-16 SOIC-16 DIP-16 DIP-8 DIP-8 DIP-8 SOT23-6 SOT23-6 SOIC-8 DIP8 SOIC-8 DIP8 备注
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代换管子
nAPM2300、Si2300、CEM2300、STS2300、AP2300、MT2300、MI2300、ST2300、SSS2300、GT2300、GE2300、GE2312、iTM2300、SM2300、TM2300、ME2314 等等
K3067=K2645=2n60B=6N60=P9N60C=7n60 stk0760 stk0765
可以相互替代的一些场管．
& \6 z n$ X/ j如无特别说明，同一条内的管子可以相互替换．* i2 V6 [# S0 _4 ]5 j
ห้องสมุดไป่ตู้
# e) F% m9 t: [' R1、SD9435 SOP-8 < 5.3A 30V 50 mΩ >，可替代市面上各类型9435 ：" k' J4 X: ?; @7 E8 o* ? Q
3、SG9926 TSSOP-8 <6A 20V 28 mΩ>：暂无。
4、SD4953 SOP-8 <30V 5A 53mΩ>，可替代市面上各类型4953 ：
c' x" E/ s" ~* CGE4953、 iTM4953、AF4953P、H4953、MT4953 、SSM4953、CEM4953、STS4953、 AP4953、 TM4953、STM4953、SDM4953、STP4953、AO4801、AO4801A、AO4803、AO4803A、AFT4953、SPP4953、STP4953A、SPP4953A、' r! ]. i+ y* y3 Q& g( {
新款低成本绿色功率便携式PWM控制器CR6848说明书
CR6848Novel Low Cost Green-Power PWM Controller Featuresz Low Cost, PWM&PFM&CRMz Low Start-up Current (about 10µA)z Low Operating Current (about 2mA) z Current Mode Operationz Under Voltage Lockout (UVLO)z Built-in Synchronized SlopeCompensationz Programmable PWM Frequencyz Leading edge Blanking on Sense input z Constant output power limiting foruniversal AC inputz Cycle-by-cycle current limitingz Clamped gate output voltage 16.5Vz Over voltage protect 26.7Vz High-Voltage CMOS Process with ESD z SOT-23-6L、SOP-8 & DIP-8 Pb-Free Packagingz Compatible with SG5701 & SG5848 & LD7535 &OB22632/63Applicationsz Switching AC/DC Adaptor z Battery Charger z Open Frame Switching Power Supply z 384X ReplacementGeneral DescriptionThe CR6848 is a highly integrated low cost current mode PWM controller, which is ideal for small power current mode of offline AC-DC fly-back converter applications. Making use of external resistors, the IC changes the operating frequency and automatically enters the PFM/CRM under light-load/zero-load conditions. This can minimize standby power consumption and achieve green-power functions. With a very low start-up current, the CR6848 could use a large value start-up resistor (1.5Mohm). Built-in synchronized slope compensation enhances the stability of the system and avoids sub-harmonic oscillation. Dynamic peak limiting circuit minimizes output power change caused by delay time of the system over a universal AC input range. Leading edge blanking circuit on current sense input could remove the signal glitch due to snubber circuit diode reverse recovery and thus greatly reduces the external component count and system cost in the design. Pulse-by-pulse current limiting ensures safe operation even during short-circuit.The CR6848 offers more protection like OVP (Over Voltage Protection) and OCP (Over current protection). The CR6848’s output driver is clamped to maximum 16.5Vto protect the power MOSFET. Excellent EMI performance is achieved soft switching control at the totem pole gate driver output. CR6848 is offered in SOT-23-6, SOP-8 and DIP-8 packages.Dec, 2006 V1.5 1/14Block DiagramTYPICAL CHARACTERISTICSVDD startup Current VS TemperatureVDD (OFF) VS TemperatureOVP VS TemperatureDuty cycle VS TemperatureVDD startup Current VS TemperatureVDD Operation Current VS TemperaturePWM frequency VS TemperatureF OSC VS FB CurrentF OSC VS RI pin resistorDec, 2006 V1.5 8/14OPERATION DESCRIPTION Current ModelCompared to voltage model control, current model control has a current feedback loop. When the voltage of the sense resistor peak current of the primary winding reaches the internal setting value V TH , comparator reverse, register reset and power MOSFET cut-off. So that to detect and modulate the peak current cycle by cycle could control the output of the power supply. The current feedback has a good linear modulation rate and a fast input and output dynamic impact avoid the pole that the output filter inductance brings and the second class system descends to first class and so it widens the frequency range and optimizes overload protection and short circuit protection.Startup Current and Under Voltage LockoutThe startup current of CR6848 is set to be very low so that a large value startup resistor can therefore be used to minimize the power loss. For AC to DC adaptor with universal input range design, a 1.5 M Ω, 1/8 W startup resistor and a 10uF/25V VDD hold capacitor could be used.The turn-on and turn-off threshold of the CR6848 is designed to 16.1V/11.1V. During startup, the hold-up capacitor must be charge to 16.1V through the startup resistor. The hysteresis is implemented to prevent the shutdown from the voltage dip during startup.Internal Bias and OSC OperationA resistor connected between RI pin and GND pin set the internal constant current source to charge or discharge the internal fixed cap. The charge time and discharge time determine the internal clock speed and the switching frequency. Increasing the resistance will reduce the value of the input current and reduce the switching frequency. The relationship between RI pin and PWM switching frequency follows the below equation within the RI allowed range.)()(5800kHz K RI F OSC Ω=For example, a 100k Ω resistor RI could generate a 50uA constant current and a 58kHz PWM switching frequency. Thesuggested operating frequency range of CR6848 is within 48KHz to 100KHz.Green Power OperationThe power dissipation of switching mode power supply is very important in zero load or light load condition. The major dissipation result from conduction loss 、switching loss and consume of the control circuit. However, all of them related to the switching frequency. There are many difference topologies has been implemented in different chip. The basic operation theory of all these approaches intended to reduce the switching frequency under light-load or no-load condition.CR6848`s green power function adapts PWM 、PFM and CRM combining modulation. When RI resistor is 100k, the PWM frequency is 58kHz in medium or heavy load operation. Through modifying the pulse width, CR6848 could control output voltage. The current of FB pin increases when the load is in light condition and the internal mode controller enters PFM&PWM when the feedback current is over 0.92mA. The operation frequency of oscillator is to descend gradually. The invariable frequency of oscillator is 11.6kHz when the feedback current is over 1.05mA. To decrease the standby consumption of the power supply , Chip-Rail introduces the Cycle Reset Mode technology ；If the feedback current were over 1.1mA, mode controller of CR6848 would reset internal register all the time and cut off the gate pin, while the output voltage is lower than the set value, it would set register, gate pin operating again. Although the frequency of the internal OSC is invariable, the register would reset some pulses so that the practical frequency is decreased at the gate pin.CR6848 Green-Power FunctionDec, 2006 V1.5 9/14Internal Synchronized Slop Compensation Although there are more advantages of the current mode control than conventional voltage mode control, there are still several drawbacks of peak-sensing current-mode converter. Especially the open loop instability when it operates in higher than 50% of the duty-cycle. CR6848 is introduced an internal slope compensation adding voltage ramp to the current sense input voltage for PWM generation to solve this problem. It improves the close loop stability greatly at CCM, prevents the sub-harmonic oscillation and thus reduces the output ripple voltage.DUTYDUTY DUTYV MAXSLOP ×=×=4389.033.0Current Sensing & Dynamic peak limitingThe current flowing by the power MOSFET comes in to being a voltage V SENSE on the sense pin cycle by cycle, which compares to the internal reference voltage, controls the reverse of the internal register, limits the peak current IMAX of the primary of the transformer. The energy 221MAX I L E ××=deposited by the transformer. So adjusting the R SENSE can set the Max output power of the power supple mode. The current flowing by the power MOSFET has an extra valueD PINT L V I ×=∆ due to the system delay T that the current detected from the sense pin to power MOSFET cut off in the CR6848 (Among these, V IN is the primary winding voltage of the transformer and L P is theprimary wind inductance. IN V ranges from 85VAC to 264V AC. To guarantee the outputpower is a constant for universal input AC voltage, there is a dynamic peak limit circuit to compensate the system delay T that the system delay brings on.Leading-edge Blanking (LEB)Each time the power MOSFET is switched on, a turn-on spike will inevitably occur at the sense pin, which would disturb the internal signal from the sampling of the R SENSE . There is a 300n sec leading edge blanking time built in to avoid the effect of the turn-on spike and the power MOSFET cannot be switched off during this time. So that the conventional external RC filtering on sense input is no longer required.Over Voltage Protection (OVP)There is a 26.7V over-voltage protection circuit in the CR6848 to improve the credibility and extend the life of the chip. The GATE is to shutdown immediately when the voltage of the VDD is over 26.7V and the voltage of VDD is to descend rapidly.Gate Driver & Soft ClampedCR6848’ output designs a totem pole to drive a periphery power MOSFET. The dead time is introduced to minimize the transfixion current when the output is drove. The NMOS is shut off when the other NMOS is turned on. The clamp technology is introduced to protect the periphery power MOSFET from breaking down.。
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符号
描述
VON VOFF VPROTECT ISTART IOPS
启动电压 关闭电压 保护电压 启动电流 工作电流
测试条件 IFB=0mA
最小值 15.1 10.1
典型值 16.1 11.1 26.7 20 1.46
最大值 16.6 12.1
单位 V V V uA mA
脉冲宽度调制参数
符号
描述
FPWM DPWM IFB_PFM
CR6848
图 14 斜坡补偿原理
功率限制
流经功率管的电流在 RSENCE 上产生一个电压 VSENCE，该电压直接控制 GATE 端的占空比，
同时就设定了变压器初级上的最大峰值电流
IMAX，根据变压器储存的能量
E
=
1 2
×
L × I MAX 2 ；
通过调节 RSENCE 的大小可以设定电源模块的最大输出功率；由于芯片内部存在系统延时 TD(从
功率变化，降低外围变压器和功率管损坏的可 能性。对于功率管翻转引入的开关噪声，通过 芯片内部集成的前沿消隐电路可以有效的滤 除，结合内部的过压保护和过流保护，大大地 提高电源模块的可靠性。另外，输出驱动的高 电平被钳位在 16.5V 以下，保证较高 VCC 时， 外部功率管不会因栅击穿而损坏；驱动死区时 间的引入减小了驱动时的贯通电流，而内部软 驱动电路则大大降低了功率管的开关噪声。
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图 15 前沿消隐
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CR6848
过压保护
为了提高芯片的可靠性，延长芯片的寿命，CR6848 中集成了 26.7V 的过压保护电路，一旦 VCC 电压超过该值，输出 GATE 将会关闭。同时 VCC 电压迅速下降。
欠压锁定&启动电流
CR6848 的欠压锁定设定在 11.1V 到 16.1V 之间；上电开始，桥式整流后的电源通过启动电 阻对 VCC 端电容充电，当 VCC 电压大于 16.1V 时，欠压锁定模块发出使能信号(高)，芯片开 始工作；当 VCC 端电压低于 11.1V，欠压锁定下拉使能，芯片停止工作。为了减小启动电阻上 的功率损耗，芯片内部集成了 200K 欧的电阻，启动电流小于 20uA；静态电流小于 2mA。
7˚
0.135
0.400 0.255 0.150 0.375
15˚
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CR6848 SOT-23-6L
符号
A A1 B b C D e H L
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CR6848
封装尺寸 DIP-8L
尺寸：
符号
A A1 A2 b b1 D E E1 e L eB θ˚
单位（微米）
最小
Typ. 最大
5.334
0.381
3.175 3.302 3.429
1.524
0.457
9.017 9.271 10.160
特点
低电流模PWM控制 低启动电流 低工作电流 极少的外围元件 片内自带前沿消隐 (300nS) 额定输出功率限制 UVLO欠压锁定 (12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿 PWM工作频率可调
CR6848
绿色节能反激 PWM 控制器
输出电压钳位 (16.5V) PWM&PFM相结合 周期电流限制 软驱动 2500V的ESD保护 过载保护 过压保护（26.7V） 高压BiCMOS工艺 SOT-23-6L和DIP-8L 无铅封装
CR6848 提供 SOT23-6L 和 DIP-8L 无铅 封装。
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CR6848 管脚排列图
引脚描述
名称 GND
FB
RI
SEN VDD GATE
芯片地
描述
输出电压反馈输入脚。引脚的输出电流可以控制PWM的工作周期、短路保 护和过载保护
可以提高系统的稳定性，防止电压毛刺产生的次谐波振荡。但是，过大的斜坡补偿会影响电路
的正常工作，所以CR6848中：
VSLOP
= 0.35 × DUTY DUTYMAX
= 0.4667 × DUTY （75%最大占空比时）
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静电保护（机械模式）
值 30 27 20 -0.3 ~ +6.8 -0.3 ~ +6.8 300 208 82 150 -55 ~ 150 220 260 2500 200
单位 V V mA V V
mW ℃/W ℃/W
℃ ℃ ℃ ℃ V V
推荐工作环境
符号 VDD RI TOA PO FPWM
参数 VDD 电源电压 RI 引脚电阻值 工作环境温度 最大输出功率 PWM频率
测试条件
最小值
典型值
4.8 2.8 0.92 1.26
最大值 单位
V mA mA KΩ
电流检测 SENCE 端参数
符号
描述
VS-MAX VS-MIN TPD IS_SHORT
峰值限制高电平 峰值限制低电平 峰值限制系统延时 SENCE 端短路电流
测试条件 最小值 典型值 最大值 单位
1
1.05 V
0.83 0.87
前沿消隐(LEB)
开关管的每次开启不可避免带来开关毛刺，它可以通过 RSENCE 采样后，对内部信号进行干 扰，对 RS 触发器发出错误的清“0”信号。为了消除开关毛刺的影响，CR6848 中集成了 300nS 的前沿消隐电路。该电路可以有效的滤除 RSENCE 上的毛刺，减小 RS 触发器的误动作；在干扰 较大的应用场合，外接一个小的 RC 滤波电路可以达到更好的效果。
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最小~最大 10~15 100 -20~85 0~60 30~150
单位 V K ohm ℃ W kHz
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电气特性(Ta=25°C （除了另作说明）, VDD = 16V)
VDD 端工作电压&电流参数
图4 关闭电压(VOFF)随温度变化
图 5 静态电流随温度变化
图 6 过压保护点随温度的变化
图 7 PWM 振荡频率随温度变化
图 8 PWM 最大占空比随温度变化
图 9 PWM 频率随 FB 电流变化
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CR6848
输出驱动
CR6848 输出采用图腾柱结构驱动外围一个大的功率 MOS 管；为了减小驱动时的贯通电流， 引入了死区时间，如图：当一个 NMOS 关断后，另外一个 NMOS 才开启；同时，为了保护外 围的功率管不会发生栅击穿和钳位齐纳管的电流饱和，在输出上采用了软钳位技术。
图 16 功率管上的驱动波形
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7.620
6.223 6.350 6.477
2.540
2.921 3.302 3.810
8.509 9.017 9.525
0˚
7˚
15˚
最小
0.015 0.125
0.355 0.245
0.115 0.335
0˚
单位（英寸）
Typ.
最大
0.210
0.130 0.060 0.018 0.365 0.300 0.250 0.100 0.130 0.355
图 13 CR6848工作模式
斜坡补偿
如果没有斜坡补偿且占空比大于50 %,整个控制环路变得不稳定,抗干扰性能差。CR6848中,
将RSENCE采样回来的电压信号和内部的斜坡补偿信号相加,然后与光藕反馈回来的误差信号比较 来控制Gate的占空比，达到稳定输出的目的。在每一个开关循环里面引入一个同步的斜坡补偿
V
175
nS
17
uA
驱动输出 GATE 端参数
符号 描述
VOH VOL TR TF TBLANK VCLAMP
输出低电平时最高电压 输出高电平时最低电压 上升时间 下降时间 前沿消隐时间 GATE 输出钳位电压
测试条件 I0=-20mA VCC=16V I0=20mA VCC=16V CL=1nF VCC=16V CL=1nF vcc=16V
图 10 PWM工作频率随RI电阻的变化
工作原理
电流模控制
电流控制比电压控制多了一个电流反馈环节。当初级线圈上的峰值电流在采样电阻 RSENCE 上的幅度达到内部设定值 VTH 时,比较器翻转,锁存器复位,功率管截止。这样逐个检测和调节电 流脉冲就可以达到控制电源输出的目的。电流反馈具有良好的线性调整率和快速的输入输出动 态响应；消除了输出滤波电感带来的极点,使系统由二阶降为一阶,频响特性好,稳定幅度大。
用来调节PWM开关频率。通过改变该脚和地之间的电阻实现
原边电流检测脚，通过检测SEN电阻上的电压检测流过功率管的电流大小， 通过该脚可以调节最大输出功率
பைடு நூலகம்
芯片供电电源
图腾柱输出驱动外围功率管
典型应用
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CR6848 结构图
SENCE 端检测到最大电流到功率管关断)，流经功率管的电流有一个额外值 ∆I
= VIN LP
× TD ，其
中：VIN 是变压器原边电压， LP 是变压器原边电感；VIN 的范围从 90VAC~264VAC，为了保证
输出功率尽可能为一个常数，所以芯片内部设定了一个梯形峰值限制电路以补偿由于系统延时
TD 而带来的 ∆I 。