同步BUCK中的开关损耗计算
BUCK同步整流MOS损耗
基于Ｂｕｃｋ同步整流电路中功率ＭＯＳＦＥＴＳ管参数的优化 华晓辉1 林维明21 2)福州大学电气工程与自动化学院 福州 3500021)Email ：hxh_1889@ 2) Email ：weiming @摘 要 本文是分析BUCK 同步整流电路中开关管与整流管的损耗模型，以两支管的损耗最小为目标，并以输入电压IN V =5V ，输出电压OUT V =1.8V ，开关频率s f =5MHZ为例，用MATLAB 工具对其进行优化计算，得出该条件下器件物理参数。
关键词 SR-Buck, MOSFET 损耗模型 , MATLAB 优化1．引言MOSFET 现已成为高频开关变换器、微处理器与半导体存储器等先进集成电路(IC)中最主要的器件单元，它尺寸小、功耗低、并与数字电路的主流工艺兼容。
近年来，使用MOSFET 的模拟IC 逐渐已成为主流，改变了以往主要使用双极型器件的局面。
GENFET MOSFET 器件就采用了Genera l Semiconductor 公司的0.35um 深槽工艺制造出了每平方英寸含200M 单元，集成度提高了4倍，更加适合了移动电话机，笔记本电脑，PDA 以及其它的无线电产品的应用。
因此在高功率密度集成Buck 同步整流电路中，确定MOSFET 的损耗模型，优化电路中主开关管与同步整流管的最小损耗模型显得十分重要。
2．寄生参数随着器件尺寸的不断减小，电路模拟程序中的器件模型也越来越复杂，以保证模拟结果的精确度；然而电路的模拟精确度不仅与器件模型有关，还与给定的器件模型参数有关。
功率MOSFET 的常用等效模型如图1，其中dson R 为导通电阻，Cgs 及Cds 和Cgd 为MOSFET 的寄生电容[1]，它们的值是非线性的与施加在MOSFET 上的栅极的电压有关。
为简化分析，在此的模型的优化过程中忽略了引线电感等，并使器件工作在线形放大区。
在图1中:Cgov W Cox L W Cgd Cgs ⋅+⋅⋅==2 (1)Cgs 、Cgd 分别是栅极与源极、栅极与漏极之间的电容，Cgov 是栅极与源极、漏极之间的重叠电容[2];图1 MOSFET 常用等效电路模型Cox =ox ox T /97.3ε 是每单位面积的氧化层的电容，其中o ε是真空介电 常数，ox T 为栅极氧化层的厚度，ox ε为栅极氧化层的介电常数。
buck电路 开关损耗 开关频率 导通损耗
buck电路开关损耗开关频率导通损耗【深入探究Buck电路的开关损耗与导通损耗】1. 引言：Buck电路是一种常用的降压型DC-DC转换器，广泛应用于各种电子设备中。
Buck电路通过开关频率的控制，将高压输入电源转换为所需的低压输出电源。
然而，在Buck电路的工作过程中，会产生开关损耗与导通损耗，这两种损耗对电路的效率和性能有重要影响。
2. 开关损耗：开关损耗是指在Buck电路的开关元件（如MOSFET）开关过程中产生的能量损耗。
在每个开关周期内，当MOSFET从导通状态切换到关断状态时，会出现导通损耗和关断损耗。
导通损耗主要由MOSFET的导通电阻和开关电压之间的功率损耗导致，关断损耗则是由于MOSFET在关断过程中的开关电压和关断电流之间的功率损耗引起。
3. 导通损耗：导通损耗是指在Buck电路的开关元件导通状态下产生的能量损耗。
当MOSFET处于导通状态时，会因为导通电阻而产生功率损耗。
导通电阻主要受到MOSFET的导通电阻和电流大小的影响，通过减小导通电阻和控制合理的电流大小，可以降低导通损耗。
4. 开关频率：在Buck电路中，开关频率的选择对开关损耗和导通损耗有着重要的影响。
较高的开关频率可以减少每个开关周期的时间，从而降低了开关损耗；而较低的开关频率则能减少开关元件切换的频率，降低导通损耗。
在选择开关频率时，需要权衡开关损耗和导通损耗之间的关系，以达到最佳的效果。
5. 个人观点和理解：Buck电路的开关损耗与导通损耗是在电路设计中需要重视的问题。
通过合理选择开关频率，能够在一定程度上平衡这两种损耗，从而提高Buck电路的效率和性能。
为了降低开关损耗，可以采用功率金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）来替代传统的二极管开关，因为MOSFET具有更低的导通电阻。
选择合适的开关频率也是关键，需考虑电路工作条件和所需的输出电压范围。
通过精心设计和优化Buck电路，在保证稳定输出电压的前提下，可以最大程度地降低开关损耗和导通损耗，提高电路效率和性能。
buck mos管开通关断损耗计算公式
buck mos管开通关断损耗计算公式Buck MOS管是一种常见的功率开关器件，广泛应用于电力电子领域。
在使用过程中，我们经常需要计算其开通关断损耗，以评估器件的性能和效率。
本文将介绍关于Buck MOS管开通关断损耗计算的公式和相关知识。
一、Buck MOS管的工作原理Buck MOS管是一种由金属氧化物半导体材料制成的场效应管。
它具有良好的导电特性和控制性能，适用于高频开关电源和DC/DC 变换器等应用场合。
Buck MOS管的工作原理可简单描述为：当控制信号施加在栅极上时，栅极与源极之间的电场会改变沟道的导电特性，从而控制电流的流动。
当栅极施加正向电压时，电场会吸引电子到沟道中，使其导电；当栅极施加负向电压时，电场会阻挡电子流动，使其截断。
二、开通损耗的计算公式开通损耗是指在MOS管开通过程中，由于电流流动而产生的功率损耗。
开通损耗的计算公式如下：P_on = (V_in - V_out) * I_out其中，P_on为开通损耗，V_in为输入电压，V_out为输出电压，I_out为输出电流。
该公式的计算基于以下假设：忽略了开关管的导通电阻和开关管的内部电源电压降。
三、关断损耗的计算公式关断损耗是指在MOS管关断过程中，由于电流截断而产生的功率损耗。
关断损耗的计算公式如下：P_off = V_out * I_out其中，P_off为关断损耗，V_out为输出电压，I_out为输出电流。
同样地，该公式的计算也基于了忽略了开关管的导通电阻和开关管的内部电源电压降。
四、开通关断损耗的影响因素开通关断损耗的大小取决于多个因素，如输入电压、输出电压、输出电流、开关频率等。
1. 输入电压和输出电压：开通损耗与输入电压和输出电压之间的差异成正比，而关断损耗则仅与输出电压成正比。
2. 输出电流：开通损耗和关断损耗都与输出电流成正比。
当输出电流增大时，开通关断的功率损耗也会增加。
3. 开关频率：开通关断损耗与开关频率成正比。
开关电源的设计及计算
开关电源的设计及计算1.先计算BUCK 电容的损耗（电容的内阻为R buck 假设为350m Ω，输入范围为85VAC~264VAC,频率为50Hz ，P OUT =60W,V OUT =60W ）：电容的损耗：P buck =R buck *I buck,rms 2I buck,rms =I in,min1**32−cline t F t c :二极管连续导通的时间t c =linelineF VpeakV e F **2)min(arcsin *41π−=3ms其中：V min =linein ch in in in F C D P V V *)1(***2min ,min ,−−V peak =2*V in,min其图中的T1就是下面公式中t c或：V min =η*)*21(**2**2min ,min ,in c line o in in C t F P V V −−所以(假设最低输入电压时，输入电流=0.7A)：I buck,rms =I in,min1**32−cline t F =0.7*13*50*32−=1.3A P buck =350m*1.32=0.95W第一步计算电容损耗是为了使用其中的t c 值,电容的容量一般通用范围选2~3μ/W ，固定电压为1μ/W2.输入交流整流桥的计算(假设V TO =0.7V,R d =70m Ω)在同一个时间内有两个二极管同时导通，半个周期内两个二极管连续导通I d,rms =c line in t F I **3min ,=m3*50*37.0=1.04AP diodes =2*(V TO *2min ,in I +R d *I d,rms 2)=2*(0.7*27.0+70m*1.042)=640mW 一个周期内桥堆损耗为:P BR=2*P diodes =2*640m=1.28W桥堆功耗超过1.5W 时，我个人认为应加散热器（特别是电源的使用环境温度较高时）变压器和初级开关MOS ：反激式开关电源有两种模式CCM 和DCM ，各有优缺点。
buck电路 开关损耗 开关频率 导通损耗
标题：深度剖析Buck电路中的开关损耗与导通损耗在电源系统中，Buck电路是一种常见的降压开关电源，其工作稳定、效率高、成本低，因而受到了广泛的应用。
然而，在实际应用中，Buck电路的开关损耗和导通损耗是影响其效率和稳定性的重要因素。
本文将全面探讨Buck电路中的开关损耗和导通损耗，从简单到深入地剖析其原理和影响因素。
1. 核心概念Buck电路是一种电源降压转换器，通过开关管（MOSFET）的开关动作，将输入电压转换为输出电压。
在其工作过程中，开关管的导通和关断会产生开关损耗和导通损耗。
2. 开关损耗开关损耗是由开关管的导通和关断动作引起的能量损失。
主要包括导通时的通态损耗和关断时的反向恢复损耗。
导通时，开关管处于导通状态，存在导通电压降和导通电流，由此产生的功率损耗即为通态损耗；而在关断过程中，由于开关管内外部电感和电容的能量存储和释放，产生反向恢复损耗。
3. 导通损耗在Buck电路中，导通损耗是由开关管和二极管的导通引起的能量损耗。
在导通状态下，由于开关管和二极管内阻的存在，以及导通时的通态电压降和导通电流，会产生导通损耗。
4. 影响因素开关频率是影响Buck电路开关损耗和导通损耗的关键因素之一。
较高的开关频率会减小开关管和二极管的导通和关断时间，从而减小损耗。
然而，较高的开关频率也会导致开关管和二极管的开关损耗增加。
5. 个人观点在实际应用中，合理设计Buck电路的开关频率和开关管、二极管的参数是至关重要的。
在追求高效率和稳定性的需要综合考虑开关损耗和导通损耗，以达到最佳的性能和成本效益。
总结通过本文对Buck电路中的开关损耗和导通损耗的深入剖析，我们了解到了其工作原理和影响因素。
在实际应用中，我们应该综合考虑开关频率、开关管、二极管的参数等因素，以最大程度地降低损耗、提高效率和稳定性。
结语Buck电路中的开关损耗和导通损耗是影响其性能的重要因素，我们需要深入理解和合理设计，以应对不同的应用场景和要求。
buck电路开关损耗计算
buck电路开关损耗计算
Buck电路是一种常用的直流-直流（DC-DC）转换器，用于将输入电压降低到所需的输出电压。
在Buck电路中，开关损耗是一个重要的考虑因素，它会影响电路的效率。
开关损耗主要由两部分组成：开通损耗（Turn-on Loss）和关断损耗（Turn-off Loss）。
开通损耗发生在开关从关断状态转换到开通状态时，而关断损耗发生在开关从开通状态转换到关断状态时。
开通损耗和关断损耗的计算通常涉及到开关的电压和电流波形，以及开关的转换时间。
然而，为了简化计算，我们可以使用一种近似方法，即假设开关的电压和电流波形是矩形的。
在这种近似方法下，开通损耗（E_on）和关断损耗（E_off）可以分别用以下公式计算：
E_on = I_avg * V_in * t_on
E_off = I_avg * V_out * t_off
其中：
I_avg 是开关的平均电流。
V_in 是输入电压。
V_out 是输出电压。
t_on 是开通时间。
t_off 是关断时间。
总开关损耗（E_total）则是开通损耗和关断损耗之和：
E_total = E_on + E_off
请注意，这些公式仅适用于简化的近似计算，并且假设了电压和电流波形是矩形的。
在实际应用中，开关损耗的计算可能需要更复杂的模型和方法。
此外，还需要注意，开关损耗只是Buck电路总损耗的一部分。
其他损耗还包括导通损耗、电感损耗和电容损耗等。
因此，在计算电路的总效率时，需要综合考虑所有损耗。
buck电路 开关损耗 开关频率 导通损耗
【buck电路：深度评估与全面探讨】随着电子技术的迅猛发展，各种高效能、低功耗的电源系统逐渐成为现代电子设备中不可或缺的组成部分。
在这其中，buck电路作为一种常见的降压转换器，被广泛应用于各种电子设备中，以提供稳定、高效的电源输出。
然而，在实际应用中，buck电路的开关损耗和开关频率等问题一直备受关注。
本文将深入分析buck电路的工作原理、开关损耗、开关频率及其影响因素，并提供个人观点和理解。
一、buck电路的工作原理1.工作原理简介在buck电路中，输入电压通过开关器件（MOSFET或IGBT）的控制，经过电感和电容等元件的作用，输出为较低的电压。
其中，通过控制开关器件的导通和关断，实现对输出电压的调节。
2.工作原理详解–输入电压经过控制开关器件后，会形成交替导通和关断的工作状态，实现电能的转换和输出。
–通过电感和电容等元件的协同作用，实现对电压的稳定输出，并且能够在一定程度上提高效率和响应速度。
二、开关损耗对buck电路的影响1.开关损耗的概念在buck电路中，由于开关器件进行导通和关断时会产生一定的能量损耗，这部分损耗即为开关损耗。
它主要包括开关器件导通时的导通损耗和关断时的反向恢复损耗。
2.开关损耗的计算–导通损耗：P sw,on=I sw2×R on–反向恢复损耗：P sw,off=Q rr×V DS×f s w3.开关损耗的影响因素–开关频率–开关器件的导通/关断速度–开关器件的导通/关断损耗特性三、开关频率对buck电路的影响1.开关频率的作用开关频率是指开关器件在单位时间内的开关次数，它直接影响着buck电路的工作性能和效率。
常见的开关频率包括几十千赫兹至几百千赫兹，不同的频率对buck电路的影响也不尽相同。
2.开关频率与效率的关系–高频率：可以减小输出滤波器元件的尺寸和成本，但会增加开关损耗和开关器件的损耗，影响整体效率。
–低频率：能够降低开关损耗，但需要更大尺寸的滤波器元件，导致成本提高并且功耗增加。
BUCK同步整流MOS损耗
基于Ｂｕｃｋ同步整流电路中功率ＭＯＳＦＥＴＳ管参数的优化 华晓辉1 林维明21 2)福州大学电气工程与自动化学院 福州 3500021)Email ：hxh_1889@ 2) Email ：weiming @摘 要 本文是分析BUCK 同步整流电路中开关管与整流管的损耗模型，以两支管的损耗最小为目标，并以输入电压IN V =5V ，输出电压OUT V =1.8V ，开关频率s f =5MHZ为例，用MATLAB 工具对其进行优化计算，得出该条件下器件物理参数。
关键词 SR-Buck, MOSFET 损耗模型 , MATLAB 优化1．引言MOSFET 现已成为高频开关变换器、微处理器与半导体存储器等先进集成电路(IC)中最主要的器件单元，它尺寸小、功耗低、并与数字电路的主流工艺兼容。
近年来，使用MOSFET 的模拟IC 逐渐已成为主流，改变了以往主要使用双极型器件的局面。
GENFET MOSFET 器件就采用了Genera l Semiconductor 公司的0.35um 深槽工艺制造出了每平方英寸含200M 单元，集成度提高了4倍，更加适合了移动电话机，笔记本电脑，PDA 以及其它的无线电产品的应用。
因此在高功率密度集成Buck 同步整流电路中，确定MOSFET 的损耗模型，优化电路中主开关管与同步整流管的最小损耗模型显得十分重要。
2．寄生参数随着器件尺寸的不断减小，电路模拟程序中的器件模型也越来越复杂，以保证模拟结果的精确度；然而电路的模拟精确度不仅与器件模型有关，还与给定的器件模型参数有关。
功率MOSFET 的常用等效模型如图1，其中dson R 为导通电阻，Cgs 及Cds 和Cgd 为MOSFET 的寄生电容[1]，它们的值是非线性的与施加在MOSFET 上的栅极的电压有关。
为简化分析，在此的模型的优化过程中忽略了引线电感等，并使器件工作在线形放大区。
在图1中:Cgov W Cox L W Cgd Cgs ⋅+⋅⋅==2 (1)Cgs 、Cgd 分别是栅极与源极、栅极与漏极之间的电容，Cgov 是栅极与源极、漏极之间的重叠电容[2];图1 MOSFET 常用等效电路模型Cox =ox ox T /97.3ε 是每单位面积的氧化层的电容，其中o ε是真空介电 常数，ox T 为栅极氧化层的厚度，ox ε为栅极氧化层的介电常数。
BUCK型开关电源中的损耗与效率的计算
在BUCK型开关电源中，如果没有损耗，那效率就是100%，但这是不可能的，BUCK型开关电源中主要的损耗是导通损耗和交流开关损耗，导通损耗主要是指MOS管导通后的损耗和肖特基二极管导通的损耗（是指完全导通后的损耗，因为导通不是瞬间导通，有个从线性区到非线性区的过程），在MOS管导通时，由于存在导通电阻，那么流过电流就必然存在导通损耗，而肖特基导通损耗是指在MOS 管关闭期间，由于电感的电流不能突变加上电感反冲现象，会产生与MOS管导通时的相反电压方向，从而使肖特基导通，流过的电流会在肖特基上产生损耗。
由于MOS管在导通的时候，流过其的电流不是瞬间达到最大，此时电流有个从零逐渐上升到最大的过程，此时MOS管漏源（DS）之间的电压也是从Vdc逐渐下降到零，MOS管关闭的时候也存在此情况，只是与打开的时候过程相反，那么在这逐渐的过程中就会产生损耗，这就是交流开关损耗，交流开关损耗包括MOS管打开和关闭损耗，交流开关损耗与开关的频率成正比，因为一开一关的次数越多，损耗自然就大了。
在忽略交流开关损耗的情况下，假设输入电压Vdc,输出电压为Vo,MOS管导通时间为Ton,关闭时间为Toff,整个周期为T，即T=Ton+Toff。
在MOS管导通期间流过的平均电流为Io,由于电感电流不能突变，那么在MOS管关闭期间流过肖特基的平均电流也为Io，在MOS管和肖特基导通期间产生的压差基本为1V，那么导通损耗=P(mos管)+P(肖特基)=1*Io*Ton/T+1*Io*Toff/T=1*Io。
那么此时的效率E=Po/(Po+Plosse)=(Vo*Io)/(Vo*Io)+(1*Io)=Vo/Vo+1。
在考虑交流开关损耗的时候，基本交流开关损耗可以分两种情况来考虑，第一种情况是MOS管导通期间，电流开始上升的时候电压同时开始下降，MOS管关闭期间电流开始下降的时候电压同时上升，此种情况也是最理想的情况（一般实际情况很难达到），那么在此情况下，交流开关损耗=整个开关周期的导通损耗+整个开关周期的关断损耗=（时间从0到Ton,流过电流和电压剩积的积分）*(Ton/T)+（时间从0到Toff,流过电流和电压剩积的积分）*(Toff/T)=Io*Vdc/6*(Ton/T)+Io*Vdc/6*(Toff/T)。
BUCK型开关电源中的损耗与效率的计算
在BUCK型开关电源中，如果没有损耗，那效率就是100%，但这是不可能的，BUCK型开关电源中主要的损耗是导通损耗和交流开关损耗，导通损耗主要是指MOS管导通后的损耗和肖特基二极管导通的损耗（是指完全导通后的损耗，因为导通不是瞬间导通，有个从线性区到非线性区的过程），在MOS管导通时，由于存在导通电阻，那么流过电流就必然存在导通损耗，而肖特基导通损耗是指在MOS 管关闭期间，由于电感的电流不能突变加上电感反冲现象，会产生与MOS管导通时的相反电压方向，从而使肖特基导通，流过的电流会在肖特基上产生损耗。
由于MOS管在导通的时候，流过其的电流不是瞬间达到最大，此时电流有个从零逐渐上升到最大的过程，此时MOS管漏源（DS）之间的电压也是从Vdc逐渐下降到零，MOS管关闭的时候也存在此情况，只是与打开的时候过程相反，那么在这逐渐的过程中就会产生损耗，这就是交流开关损耗，交流开关损耗包括MOS管打开和关闭损耗，交流开关损耗与开关的频率成正比，因为一开一关的次数越多，损耗自然就大了。
在忽略交流开关损耗的情况下，假设输入电压Vdc,输出电压为V o,MOS管导通时间为Ton,关闭时间为T off,整个周期为T，即T=Ton+Toff。
在MOS管导通期间流过的平均电流为Io,由于电感电流不能突变，那么在MOS管关闭期间流过肖特基的平均电流也为Io，在MOS管和肖特基导通期间产生的压差基本为1V，那么导通损耗=P(mos管)+P(肖特基)=1*Io*Ton/T+1*Io*Toff/T=1*Io。
那么此时的效率E=Po/(Po+Plosse)=(Vo*Io)/(Vo*Io)+(1*Io)=Vo/Vo+1。
在考虑交流开关损耗的时候，基本交流开关损耗可以分两种情况来考虑，第一种情况是MOS管导通期间，电流开始上升的时候电压同时开始下降，MOS管关闭期间电流开始下降的时候电压同时上升，此种情况也是最理想的情况（一般实际情况很难达到），那么在此情况下，交流开关损耗=整个开关周期的导通损耗+整个开关周期的关断损耗=（时间从0到T on,流过电流和电压剩积的积分）*(Ton/T)+（时间从0到T off,流过电流和电压剩积的积分）*(Toff/T)=Io*Vdc/6*(Ton/T)+Io*Vdc/6*(Toff/T)。
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One Phase of Synchronous Buck Converter used as an Example in this File
RdsU(12 ⋅ V) = 8.47 mΩ - Rdson at 125 C
RdsL(12 ⋅ V) = 2.071 mΩ
STATIC POWER LOSSES PER PHASE
RdsU_25(Vgs) := Rdsu(Vgs) 1.4
RdsL_25(Vgs) := Rdsl(Vgs) 1.4
- Rdson at 25 C
Qgs1t :=o Vth
Qgs2t := 2.5 ⋅ ncoul - Charge from Vth to Vmiller
Qgst := Qgs1t + Qgs2t
Qgst = 5 ncoul
Qgdt := 2.4 ⋅ ncoul
- Forward Transconductnace
U_FET
Vout
L_FET
Control FET (U_FET): HAT2168N: Parameters taken from Data Sheet
gU := 0.5 ⋅ V 35 ⋅ A
gU = 0.014 V A
1 = 70 S gU
VthU := 2.0 ⋅ V
- Threshold Voltage
Io := 0 ⋅ A, 1 ⋅ A .. Iomax
SLUU271 - FEBRUARY 2007
EFFICIENCY AND POWER LOSSES CALCULATION of SYNCHRONOUS BUCK CONVERTER
Supplemental MathCad file to the paper "What MOSFET Driver Can Do to Boost the Performance of VRM Design" presented at Power Electronics Technology Exhibition & Conference, October 25, 2006, Long Beach, California
Vgs := 2.3 ⋅ V, 2.4 ⋅ V .. 12 ⋅ V Qtt(Vgs) := Qgst + Qgdt + 27 ⋅ ncoul ⋅ (Vgs − 0.4 ⋅ V − 3 ⋅ V)
10 ⋅ V
- Charge at Vgs
Qtt(4.5 ⋅ V) = 10.37 ncoul
Qtt(5 ⋅ V) = 11.72 ncoul Qtt(7 ⋅ V) = 17.12 ncoul
VDD: 4.5V to 8V
TPS28225
6 VDD
BOOT 2
UGATE 1
2 way Enable/ Power Good
7 EN/PG
Analog or Digital Control
3 PWM
2V to 13V Pulse
PHASE 8
LGATE 5 GND 4
Vin: 3V to 24V
Qtb(4.5 ⋅ V) = 27.65 ncoul
Qtb(5 ⋅ V) = 31.4 ncoul
- Charge at Vgs Qtb(7 ⋅ V) = 46.4 ncoul
Qtb(10 ⋅ V) = 68.9 ncoul
Rdsl(Vgs)
:=
⎡⎢⎣2.55 ⋅
mΩ
+
4 ⋅ V ⋅ mΩ (Vgs − VthL)
Qtt(12 ⋅ V) = 30.62 ncoul
Synchronous FET (L_FET): HAT2166N: Parameters taken from Data Sheet
gL := 0.5 ⋅ V 35 ⋅ A
VthL := 2.2 ⋅ V
gL = 0.014 V A
1 = 70 S gL
⎤⎥⎦
⋅
1.4
- Rdson at 125 C
Qtb(12 ⋅ V) = 83.9 ncoul
14
12
10
8 Rdsl( Vgs)
mΩ 6
4
2
0
2
3
4
5
6
7
8
9 10 11 12
Vgs
Vs := 12 ⋅ V Vgs := 7 ⋅ V
EFFICIENCY AND POWER LOSSES BUDGET
Qtt(10 ⋅ V) = 25.22 ncoul
Rdsu(Vgs) := ⎡⎢5 ⋅ mΩ + 10.5 ⋅ V ⋅ mΩ ⎤⎥ ⋅ 1.4
⎣
(Vgs − VthU) ⎦
- Rdson at 125 C
16 14 12 10 Rdsu( Vgs) 8 mΩ 6 4 2 0
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 Vgs
- Forward Transconductnace
Qgs1b := 6 ⋅ ncoul
Qgs2b := 6 ⋅ ncoul
Qgsb := Qgs1b + Qgs2b
Qgsb = 12 ncoul
Qgdb := 5.9 ⋅ ncoul
Qtb(Vgs) := Qgsb + Qgdb + 30 ⋅ ncoul ⋅ (Vgs − 3.2 ⋅ V) 4⋅V
Vo := 1.3 ⋅ V Lo := 0.12 ⋅ µH
INPUT DATA Iomax := 32.5 ⋅ A fs := 400 ⋅ kHz Ri := 0.36 ⋅ mΩ - Output Inductor
Ts := 1 fs
Nph := 4
Rpcb := 0 ⋅ mΩ
number of phases
Nu := 1
- number of top FETs
Nl := 2
- number of low FETs
RdsU(Vgs) := Rdsu(Vgs) Nu
RdsL(Vgs) := Rdsl(Vgs) Nl
RdsU(5 ⋅ V) = 11.9 mΩ RdsU(7 ⋅ V) = 9.94 mΩ RdsL(5 ⋅ V) = 2.785 mΩ RdsL(7 ⋅ V) = 2.368 mΩ